开关电源电路制造技术

本发明专利技术提供了一种谐振型开关电源电路，它能够处理高负载功率，并具有较高的功率转换效率，较小的尺寸和较轻的重量。该开关电源电路可以作为一个复合谐振变换器构成，其中在初级侧上设置一个电压谐振变换器，在次级侧上设置一个并联谐振电路。该开关电源电路可包括具有一对Ｅ形磁芯的隔离变换变压器，其中每个磁芯都具有外侧和中间磁路支臂，在两个中间磁路支臂之间形成一个气隙，从而能够得到一个耦合系数高于预定值的弱耦合状态。还可以在次级侧上设置一个相加方式的半波整流电路。用于使输入到隔离变换变压器上的直流输入电压接入和断开的开关元件的开关频率可以改变，从而可以进行恒压控制。（*该技术在2020年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及一种可以用作电子设备电源的开关电源电路。附图说明图11所示的是电压谐振型开关电源电路。这种开关电源电路可以在日本或美国通用的100V工业用交流电源AC下工作，最大负载功率为150W(瓦)或更高。图11中所示的开关电源电路包括对工业用交流电源AC进行整流和滤波的整流滤波电路。该整流滤波电路是用由一对整流二极管Di1和Di2以及一对滤波电容Ci1和Ci2构成的倍压整流电路形成的。倍压整流电路可产生一约等于直流输入电压Ei两倍的直流输入电压，该直流输入电压Ei为交流输入电压VAC的峰值。例如，如果交流输入电压VAC为144V(伏)，则直流输入电压2Ei约为400V。用倍压整流电路作为整流滤波电路能够使100V交流输入电压的负载相对较大，使最大负载功率达到150W或更高。换句话说，将直流输入电压设定为标称电压的2倍可以抑制流入下一级开关变换器的电流量，从而能够提高开关电源电路元件的可靠性。一起动冲击电流限制电阻Ri插接在图11中所示的倍压整流电路的整流电流通路上。结果，能够使初始供电期间流入到滤波电容器中的起动冲击电流得到抑制。图11中的开关电源电路包括一电压谐振型开关变换器，此开关变换器具有自激结构且包括一个单一开关元件Q1。此开关元件可以是耐高压的双极晶体管(BJT结型晶体管)。开关元件Q1的集电极连接到绝缘变换器功率隔离变压器(PIT)初级绕组N1的一端，开关元件Q1的发射极接地。开关元件Q1的基极通过起动电阻RS连接到滤波电容器Ci2(整流滤波电压Ei)的正电极侧。结果，在起动操作期间，可以对输入到开关元件Q1基极中的电流进行整流和滤波。此外，用于自激振荡的谐振电路连接在开关元件Q1的基极和初级侧接地点之间，由串联连接的电感LB、谐振电容CB、检测驱动绕组NB以及阻尼电阻RB形成。检测驱动绕组NB绕在绝缘变换器PIT上，与电感绕组LB一起提供用于设定开关频率的电感值。箝位二极管DD设置在开关元件Q1的基极和初级侧接地端之间，当开关元件Q1截止时形成一个阻尼电流流动通路。并联谐振电容Cr并联连接在开关元件Q1的集电极和发射极之间。根据并联谐振电容Cr和由隔离变换变压器PIT初级绕组N1与正交控制电源调节变压器(PRT)受控绕组NR串联连接所得到的组合电感(L1和LR)、并联谐振晶体管形成了一个电压谐振型变换器的并联谐振电路。当开关元件Q1截止时，由该并联谐振电路可以获得电压谐振型操作，其中电压谐振电路可将电压Vcr加到谐振电容Cr的两端，使其具有一个正弦波形的脉冲波。PIT初级绕组N1的一端连接到开关元件Q1的集电极上，初级绕组N1的另一端连接到PRT的受控绕组NR上。PIT将开关元件Q1的开关输出传输到次级侧。在隔离变换变压器PIT的次级侧上，次级绕组N2上有由初级绕组N1感应的交流电压。次级侧并联谐振电容C2并联连接到次级绕组N2上，以形成一个并联谐振电路。次级绕组N2中感应的交流电压由并联谐振电路转换成一揩振电压。此谐振电压输入到两个半波整流电路中，其中一个半波整流电路包括整流二极管D01和滤波电容C01，另一半波整流电路包括整流二极管D02和滤波电容C02。两个半波整流电路产生两个不同的直流输入电压E01和E02。整流二极管D01和D02可以是高速型整流二极管以便能够对一个开关周期的交流电压进行整流。控制电路1是一误差放大器，它将次级侧的直流输出电压与一参考电压相比较，再将与其间之差相对应的一直流电流作为一控制电流输入到正交控制变压器PRT的控制绕组NC中。此处直流输出电压E01和直流输出电压E02可以分别作为检测电压和操作电源输入到控制电路1中。例如，如果次级侧的直流输出电压E02随着交流输入电压VAC或负载功率的变化而变化，则由控制电路1所提供的流过控制绕组NC的控制电流可在10mA(毫安)到40mA的范围内变化。因此，受控绕组NR的电感值LR可以在0.1mH(毫亨)到0.6mH的范围内变化。如前所述，由于受控绕组形成了一个可以进行电压谐振型开关操作的并联谐振电路，所以该并联谐振电路的谐振状态相对于固定开关频率而不同。在开关元件Q1和并联谐振电容Cr的并联电路两端，由于与开关元件Q1截止周期相对应的并联谐振电路的作用而出现一个正弦波形的谐振脉冲，该谐振脉冲的宽度由并联谐振电路谐振状态的变化来可变地进行控制。如此，可获得谐振脉冲的脉冲宽度调制(PWM)控制操作。谐振脉冲宽度的PWM控制可以在开关元件Q1的截止期间进行，因此，在开关频率固定的情况下可以可变地控制开关元件Q1的导通时间。由于开关元件Q1的导通时间可以以此方式可变地进行控制，所以由初级绕组N1(它形成了次级侧的并联谐振电路)传输的开关输出将发生变化，且次级侧的直流输出电压E01和E02的一个电平或一些电平也将发生变化。因此，可以将次级侧直流输出电压E01或E02控制为恒定电压。这种恒定电压控制方法在下文当中被称作为电感控制方法。图12所示的是另一电压谐振型开关电源电路。图12中与图11中相同的元件用相同的参考标记来表示，为了简单起见，不再对其进行进一步的说明。在图12的电源电路中，正交控制变压器PRT的受控绕组设置在次级侧上。正交控制变压器PRT的此受控绕组可以包括两个受控绕组NR和NR1。受控绕组NR串联设置在次级绕组N2的一端和整流二极管D01的阳极之间。受控绕组NR1串联设置在次级绕组N2的分接输出和整流二极管D02的阳极之间。在这种结构中，形成包括受控绕组NR和NR1电感部分的次极侧并联谐振电路。在其中正交控制变压器PRT的受控绕组(NR和NR1)设置在次级侧的图12所示配置中，正交控制变压器PRT进行操作使得当受控绕组NR的电感值根据不同的电感控制方法而改变时，能够对次级侧并联谐振电容C2谐振电压V2的脉冲宽度，即次级侧整流二极管的导通角(continuity angle)变化可变地进行控制。这种对次级侧上的输出电平进行控制的方法能够实现恒压控制。设置在图11和12电源电路中的隔离变换变压器如图13中所示。如其所示，隔离变换变压器PIT包括一EE形磁芯，该磁芯具有一对由铁氧体材料制成的E形磁心CR1和CR2。这些E形磁芯可相互组合在一起，使其磁路支臂彼此相对，并使得在中间磁路支臂之间不形成一个气隙。初级绕组N1和次级绕组N2各自利用绕线架B相互分别地绕制在EE形磁芯的中间二磁路支臂上。因此，初级绕组N1和次级绕组N2之间可以实现一弱耦合(弱耦合系数k值约为0.9)。在隔离变换变压器PIT中，初级绕组N1的电感L1和次级绕组N2的电感L2之间的互感M值是+M(相加方式(addtive mode))还是-M(相减方式(subtractive mode))取决于初级绕组N1和次级绕组N2的极性(绕制方向)和整流二极管D01和D02的连接之间的关系。例如，如果这些部分具有图14A中所示的结构，则互感值为+M；而如果这些部分具有图14B中所示结构，则互感值为-M。图15A到15C所示的是图11中电源电路一个开关周期内的操作波形。在这些图中，参考符号TON和TOFF分别表示开关元件Q1导通和截止时间，参考符号DON和DOFF则分别表示次级侧上整流二极管D01的导通和截止时间。开关元件Q1和并联揩振电容本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种开关电源电路，包括：整流滤波装置，用于接收一交流电源、产生一电平等于交流电源电平的整流滤波电压并将该整流滤波电压输出作为一直流输入电压；隔离变换变压器，用于将初级侧输出传输给次级侧，该隔离变换变压器具有一个形成于其中的气隙，从而 具有一弱耦合的耦合系数（ｋ）；开关装置，包括一开关元件，该开关元件用于使直流输入电压接入和断开以使其输出到所述隔离变换变压器初级绕组中；初级侧并联谐振电路，由隔离变换变压器初级绕组的漏电感部分和并联谐振电容器的电容构成，能使所述开关 装置按电压谐振型进行操作；次级侧并联谐振电路，包括隔离变换变压器的的次级绕组和相连接的次级侧并联谐振电容，使得由隔离变换变压器次级绕组的漏电感部分和次级侧并联谐振电容器的电容构成一并联谐振电路；直流输入电压生成装置，用于接收在隔离变 换变压器次级绕组上获得的交流电压、并利用一相加方式对该交流电压进行半波整流操作而生成一个次级侧输出电压；及恒压控制装置，用于根据次级侧直流电压的电平来改变开关元件的开关频率从而对次级侧输出电压进行恒压控制。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：安村昌之，
申请(专利权)人：索尼公司，
类型：发明
国别省市：JP[日本]