一种用于功率变换器或信号转换器的具有同步整流器的自驱动同步整流电路，其中同步整流器具有浮置栅。该电路包括具有次级绕组的变压器（４９，７０），该次级绕组具有第一端和第二端，第一同步整流器（ＳＱ１）与第一变压器次级绕组的第一端耦合并具有相对于地浮动的控制端，并且第一驱动电路与第一同步整流器的浮置控制端耦合并控制第一同步整流器。第一控制信号与第一驱动电路耦合，其中第一控制信号控制第一驱动电路以作为第一变压器（４９，７０）两端电压极性反转的一个功能。第二同步整流器（ＳＱ２）与第一变压器次级绕组的第二端耦合并具有相对于地浮动的控制端。第二驱动电路与第二同步整流器的浮置控制端耦合并控制第二同步整流器。第二控制信号与第二驱动电路耦合，其中第二控制信号控制第二驱动电路以作为第一变压器（４９，７０）两端电压极性反转的一个功能。（*该技术在2020年保护过期，可自由使用*）
【技术实现步骤摘要】
相关申请的相互参考下面的美国专利申请为本申请人所共有并与本申请结合以作为参考专利号 TBD序列号 09/209,733专利技术人 Farrington等标题自驱动同步整流方案这些方案大部分与一组非常特别的拓朴(topologies)一起使用，这些拓朴通称为“D，1-D”(互补驱动)型拓朴。见IEEE APEC 98Proceedings，pp.163-169，Cobos，J.A.等人的“机载变换器上的低输出电压的几个另选方案”。还可见1996年12月31日授予Bowman等人的美国专利5,590,032“在钳位模式功率变换器中的同步整流器的自同步驱动电路”，以及1993年12月28日授予Loftus的美国专利5,274,543“具有无损耗同步整流器栅极驱动的零电压转换功率变换器”。在这些类型的变换器中，器件的栅极以地为基准，而且次级绕组中的电源变压器信号具有以最小的动力直接驱动同步整流器的正确波形和定时。而且，整流器的配置可确保同步整流器的栅信号不会相对于次级地浮动并且易于驱动。附图说明图1表示这一系列变换器的一个例子，它包括有源钳位正向电路10以及同步整流电路12提供的自驱动同步整流，其中同步整流电路12包括在变压器18的次级绕组和输出Vout之间耦合的两个同步整流器SQ1和SQ2。如图2所示，这些类型的变换器的变压器信号20是具有两个非常易识别的间隔的矩形波，每一个均对应于同步整流器SQ1和SQ2之一的“导通”时间。在诸如硬切换半桥(HB)、全桥(FB)整流器，和推挽拓朴以及非“D，1-D”型拓朴(例如，具有无源复位的钳位正向)这样的拓朴中，变压器电压具有一个可识别的零电压间隔，从而使其不希望地执行自驱动同步整流。结果必须使用具有这些电路拓朴的外部驱动电路。为了简化驱动方案而改变同步整流器相对于变压器的位置会产生相对于地的浮置变压器绕组，这通常会增加初级与次级电路之间的共模电流，从而增加EMI噪声。通常采用同步整流的整流器电路以不同于EMI-优先的配置的方式重新配置。在相关技术中需要的是一种向变压器的次级侧提供同步整流的电路和方法，以适用于各种各样的电路拓朴并具有低EMI噪声。本专利技术是一种用于功率变换器的自驱动同步整流电路，该电路包括具有初级绕组和次级绕组的第一变压器，该次级绕组具有第一端和第二端。第一同步整流器与第一变压器次级绕组的第一端耦合并具有相对于地浮动的控制端。第一驱动电路与第一同步整流器浮置控制端耦合并控制第一同步整流器。第一控制信号与第一驱动电路耦合，其中第一控制信号控制第一驱动电路以作为第一变压器两端电压极性反转的一个函数(function)。第一控制信号可以是源自第一变压器次级绕组的第二端的信号，也可以是源自信号转换器的第二变压器次级绕组端的信号。该电路还可包括第二同步整流器，它与第一变压器次级绕组的第二端耦合并具有相对于地浮动的控制端；以及第二驱动电路，它与第二同步整流器的浮置控制端耦合并控制第二同步整流器。第二控制信号可与第二驱动电路耦合，其中第二控制信号控制第二驱动电路以作为第一变压器两端电压极性反转的一个功能。第一驱动电路可包括图腾柱结构的第一开关和第二开关，第二驱动电路可包括图腾柱结构的第三开关和第四开关，这些开关是MOSFET。另外还公开了一种方法，它使用带有第一变压器的自驱动同步整流电路校正来自功率变换器的变化电压，其中第一变压器具有初级绕组和次级绕组，该次级绕组具有第一和第二端。该方法包括的步骤是把变化信号提供给第一变压器的初级绕组；以及具有控制端的第一同步整流器经第一变压器次级绕组传导电流，其中该控制端相对于地浮动。第一驱动电路控制第一同步整流器，而且第一控制信号控制第一驱动电路以作为第一变压器两端的电压极性反转的一个功能。具有一个控制端的第二同步整流器经第一变压器的次级绕组传导电流，而且该控制端相对于地浮动。第二驱动电路控制第二同步整流器，并且第二控制信号控制第二驱动电路以作为第一变压器两端的电压极性反转的一个功能。图9B表示用于全波整流器的本专利技术第六实施例，具有在驱动电路两端的二极管的另一种配置；图10A表示用于有源钳位正向电路的本专利技术第七实施例；图10B表示用于有源钳位正向回扫电路的本专利技术第八实施例；图11表示用于具有任选的限流电阻的全波整流器的本专利技术自驱动同步整流方案的第九实施例；图12表示具有任选的栅压限制器的本专利技术自驱动同步全波整流器的第十实施例；图13表示用于硬切换推挽型拓朴的同步整流器的电流波形；图14表示具有可饱和电感线圈的本专利技术第十一实施例；图15表示具有可饱和电感线圈的第十一实施例的波形；以及图16表示用于信号转换器的第十二实施例；除非特别说明，否则不同附图中的相应数字和符号表示相应的部分。图1所示的已有技术的同步整流器并不适合于一些电路拓朴，如硬切换半桥(HB)、全桥(FB)整流器，和推挽拓朴以及非“D，1-D”型拓朴(如具有无源复位的钳位正向)。变压器电压具有可识别的零电压间隔，从而使其不希望地执行自驱动同步整流。结果则必须使用具有这些电路拓朴的外部驱动电路。另外，耗散缓冲器(snubber)通常也是需要的，目的是限制同步整流器两端的电压应力并衰减电压振荡。而且，对于自由轮转间隔的一大部分来说，使用变压器电压来驱动这些电路拓朴的同步整流器会使同步整流器SQ1和SQ2所使用的MOSFET的寄生逆平行二极管导电，从而负面影响模块的效率，这并不是所希望的。谐振复位正向电路的一些自驱动实施方案已有报道。见IEEE APEC 1994 Proceedings，PP.786-792，Murakami，N.等人的“用于远程通信系统的高效小型(1ow-profile)300W电源装置”；IEEEAPEC 1995 Proceedings，pp.297-302，Yamashita等人的“用于远程通信系统的小型高效50W机载电源模式”。在这些实施方案中，在自由轮转间隔期间，谐振复位间隔已被调节为提供正确的栅驱动信号。在另一种设计中，自驱动整流的实施方案所示为两个开关的正向变换器。见IEEE INTELEC 1998 Proceedings，pp.398-403，Nakayashiki，Y.等人的“具有同步整流器的高效开关电源单元”。改变图1所示已有技术电路中的同步整流器的位置以使它们以地为基准，使用变压器信号直接驱动同步整流器，这些措施都是不利的，因为变压器绕组因此会相对于地浮动。通常，具有浮置变压器的整流器在初级和次级电路之间产生增加的共模电流，这将使电磁干扰(EMI)增加。优选的EMI静噪(EMI quiet)的次级侧电路配置至少需要同步整流器之一具有相对于地浮动的栅驱动信号。这样通常会增加驱动电路的复杂性。图3A表示已有技术的具有无源复位的钳位正向电路22，图3B表示相关的典型次级变压器电压波形28。如果传统的自驱动同步方案与这种拓朴一起使用，则可以看到，在自由轮转阶段导电的同步整流器在时间周期30结束这一阶段之前截止。在这种情况下，MOSFET的逆平行二极管导电，从而增加损耗。为了获得高效率，该MOSFET必须在整个自由轮转阶段导电。而且，如果不重新配置次级电路，浮置栅驱动器将必须取代二极管D3来驱动同步整流器。传统的自驱动同步整本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种用于功率变换器的自驱动同步整流电路，所述电路包括：第一变压器，具有一个初级绕组和一个次级绕组，所述次级绕组具有第一端和第二端；第一同步整流器，与所述第一变压器次级绕组的第一端耦合并具有相对于地浮动的控制端；第一驱动电路，与所 述第一同步整流器的浮置控制端耦合并控制所述第一同步整流器；以及第一控制信号，与所述第一驱动电路耦合，其中所述第一控制信号控制第一驱动电路以作为所述第一变压器两端的电压极性反转的一个功能。
【技术特征摘要】
...
【专利技术属性】
技术研发人员：RW法林顿，W哈特，
申请(专利权)人：艾利森公司，
类型：发明
国别省市：US[美国]
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