开关电源装置制造方法及图纸

一种开关电源装置，是冲击线圈变换器方式的开关电源装置，其特征在于，　　　　设置与起动电路有关的保持用所述起动电路得到的起动电压的保持电路。（*该技术在2023年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及冲击线圈变换器(RCC)方式的开关电源装置。
技术介绍
所谓RCC方式系指这样一种变换器，它是在线圈中蓄能，再将所蓄能量释放产生电压振荡能，然后将产生的电压振荡能进行整流供给负载，并反复上述动作。所述RCC方式的开关电源装置，是在主开关元件的导通期间将励磁能量储存在变压器内，同时，由变压器控制绕组的感应电压得到的电流及来自次级的反馈电流对电容器充电。而充电后的电压一达到规定电压，控制开关元件就驱动前述主开关元件的控制端使其截止。再有，在其截止期间，储存在前述变压器内的励磁能量向次级输出，在输出结束后，将变压器控制绕组中产生的冲击脉冲反馈给前述主开关元件的控制端，再度驱动该主开关元件使其导通，从而进行稳定振荡。而且，负载越重，前述截止期间及导通时间能自动延长，即开关频率降低，将次级输出电压维持在规定的稳定电压上。因而，可以不需要PWM方式开关电源装置那样复杂的控制电路，而且在使该控制电路动作时，也不需要产生成为脉宽基准的电压用的电源电路。因此，RCC方式的电源装置制作成本低，能得到广泛的应用。还有，作为有关RCC方式开关电源装置中的领先技术，有日本国公开专利公报“特开2000-333448(公开日2000年11月30日)”及日本国公开专利公报“特开平11-46480(公开日1999年2月1 6日)”所揭示的技术。图8是典型的已有技术的RCC方式开关电源装置1的电路图。该开关电源装置1大致的构成为，变压器t的初级绕组n1与主开关元件q串联连接，前述变压器t的控制绕组n3的输出通过控制电路2反馈给该主开关元件q，使其持续振荡。利用图中未示出的电源电路将市电整流后得到的直流电流或来自电池的直流电流，在输入端P1、P2间输入，直流电源电压在高电平侧的电源线3和低电平侧的电源线4之间输出。前述电源线3、4之间，连接着前述变压器t的初级绕组n1和主开关元件q的串联电路。所述主开关元件q例如用双极型晶体管或场效应管等来实现，图8的例中使用的是场效应管。前述电源线3、4之间通过起动电路5与控制电路2连接。前述起动电路5由两级起动电阻r1、r2构成，使得在各电路元器件的短路及开路试验时，即使短路也不会将试验用高电压直接加在控制电路2上。若电源接通，即直流电源电压加在输入端P1、P2之间，则主开关元件q内的结电容及隔直流电容c1开始充电。充电速度取决于前述起动电阻r1、r2和控制电路2内的起动电阻r3的分压值、主开关元件q内的结电容、及隔直流电容c1的电容量。由此，主开关元件q的栅极电位开始上升。再有，前述栅极电位一达到导通阈值电位，例如3V及3V以上，则该主开关元件q导通。由此，在图8中，朝上方向的电压加在初级绕组n1上，储存励磁能量。在前述主开关元件q导通时，在前述变压器t的控制绕组n3中感应出图8中的朝上方向的电压。还由于该感应电压的作用，通过偏置电阻r4及前述隔直流电容c1，向主开关元件q的栅极供给电流。由此，主开关元件q维持导通状态。另外，前述主开关元件q导通时，控制绕组n3感应的朝上方向的电压产生的电流，通过前述控制电路2的光电耦合器件pc的光电晶体管tr1，供给电容器c2的一端，该电容器c2的另一端与连接前述低电平的电源线4连接。因而，该电容器c2以前述朝上方向的电压充电，次级输出电压越高，通过光电晶体管tr1的充电电流越大，该电容器c2的端电压就迅速上升。前述电容器c2的端电压加在位于主开关元件q的栅-源极间的控制晶体管tr2的基极上，该端电压一达到控制晶体管tr2的导通阈值电压，例如0.6V及0.6V以上，则该控制晶体管tr2导通。由此，主开关元件q的栅极电位急速下降，驱动该主开关元件q使其截止。因而，次级输出电压越高，即越是轻负载，则电容器c2的端电压上升就越快，驱动主开关元件q迅速截止。还通过电阻r5将控制绕组3感应的电流供给前述电容器c2。电阻r5与电容器c2的串联电路和控制绕组n3并联连接，构成过电流保护电路。利用这一过电流保护电路，即使次级产生短路等，主开关元件q的导通期间也被限制在规定的时间内，以图能保护该主开关元件q。另外，主开关元件q一截止，在控制绕组n3中感应出沿图8的朝下方向的电压。由于该感应电压的作用，在前述电容器c2和电阻r5的串联电路中流过电流，在该电容器c2中累积的电荷减少，为主开关元件q以后的导通动作做准备。另一方面，从主开关元件q刚截止后，就开始向次级绕组n2输出储存在变压器t中的励磁能量。而且，该次级绕组n2中感应出的直流电流，通过二极管d1给于滤波电容器c3，经该滤波电容器c3滤波后，通过输出电源线6、7，从输出端P3、P4向图中未示出的负载电路输出。另外，电压检测电路8位于前述输出电源线6、7之间。该电压检测电路8由分压电阻及光电耦合器件(未图示)等构成，该光电耦合器件的发光二极管以与所述输出电压对应的辉度发光驱动，利用这一发光驱动，通过前述光电晶体管tr1，把前述输出电压反馈给初级的控制电路2。这样，变压器t中储存的励磁能量一旦全部从次级绕组n2释放，则储存在初级绕组n1具有的寄生电容c4中的能量从该初级绕组n1释放，寄生电容c4和该初级绕组n1之间产生电谐振(冲击)。而且，由上述冲击产生的冲击脉冲传递给与初级绕组n1磁耦合的控制绕组n3，通过偏置电阻r4及隔直流电容c1，提供给主开关元件q的栅极。提供给前述主开关元件q的栅极的冲击脉冲这样设定，使得在稳定振荡的状态下，大于该主开关元件q的导通阈值电压，由此该主开关元件q导通。这样，继续驱动主开关元件q使其导通/截止，开关电源装置1就从初始振荡状态转入稳定振荡状态。上述构成的RCC方式开关电源装置1中，该开关电源装置1起动时，首先取决于起动电阻r1、r2供给的电流的初始振荡状态要存在一定时间。此后，转入自主的稳定振荡状态。但，由于起动时的直流电源电压或负载状态，也有时会产生一些异常的情况，如从前述的初始振荡状态稳在不转入稳定振荡动作的状态，产生起动不良的现象。尤其是直流电源电压低，或在负载重的状态下起动，不能建立次级的输出电压。因此，前述冲击脉冲的波峰值不能达到前述导通阈值电压(前述冲击脉冲产生假振荡)，直至起动电阻r1、r2得到的电压再次大于等于前述导通阈值电压之前，主开关元件q一直不导通，稳在这一状态，变成起动不良。现利用图9～图11对该情形详细说明。图9为表示前述初始振荡状态的各部分的波形图，图10为其示意图。Vds表示源极连接GND电位的主开关元件q的漏极电极波形，Is表示次级绕组n2释放的电流波形，Vgs表示主开关元件q的栅极电压波形。另外，图11是前述初始振荡状态的主开关元件q的栅极电压波形的放大图。在用参考符号W1表示的来自次级绕组n2的电流释放期间结束时，虽然在与初级绕组n1磁耦合的控制绕组n3中出现在寄生电容c4和初级绕组n1之间产生的前述冲击脉冲，但该冲击脉冲相当于用参考符号a表示的峰值。用参考符号W2表示的期间，是利用由起动电阻r1、r2供给的电流对主开关元件q内的结电容及电容器c1充电、而主开关元件q的栅极电位缓慢上升的期间。用参考符号W3表示的期间的峰值所表示的状态是，由于主开关元件q的栅极电位变成大于导通阈值电压，而该主开关元件q导通，从而电流流入初级绕组n本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：村上幸三郎，
申请(专利权)人：夏普株式会社，
类型：发明
国别省市：