本发明专利技术涉及一种三绕阻反激变换器同步整流管的自驱动电路,第三绕阻Ns1的同名端连接到电阻R1的一端和同步整流MOS管SR2的门极,非同名端与MOS管SR3的漏极相连;MOS管SR3的门极与电阻R1的另一端相连,源极与变压器副边绕组Ns2的同名端和同步整流MOS管SR2的源极相连;同步整流MOS管SR2的漏极与输出端电容Cout的一端相连;变压器副边绕组Ns2的非同名端与输出端电容Cout的另一端接地。本发明专利技术采用一些小功率的阻容元件来实现等效的同步整流管自驱动控制技术,保证了同步整流管的可靠开通与关断,同时也保证了最小的共同导通损耗。从而使这种控制技术在低压大电流的应用中可以获得较高的效率。
【技术实现步骤摘要】
本专利技术涉及一种高功率密度、低电压大电流输出的开关电源,具体地说是一种新颖的三绕组反激变换器同步整流管自驱动电路。
技术介绍
随着半导体器件及超大规模集成电路的快速发展,对大电流、低电压,低成本DC-DC隔离开关电源的需求量也随之大幅度增加。当输出电压较低,输出电流较大,并且环境比较恶劣的情况下,正向导通电压只有0.3V左右的肖特基二极管上的导通损耗已经成为电源小型化及提高模块热性能的瓶颈。为了提高模快的可靠性,输出采用同步整流方式成了唯一的解决途径。但对于同步整流MOSFET,其门极需要对应的驱动电路来激励,为了避免交叉导通,对驱动控制往往有较高的时序要求。一般来说,驱动同步整流管的方法有两种自驱动和外驱动。自驱动因为有相对成本低、灵活方便的优点而被广泛应用。但对于反激变换器,已有的自驱动电路往往都比较复杂,因而在实际的应用中并没有被广泛的采用。同时有些自驱动电路要么不能很好地控制交叉导通,要不就不能解决门极与源极的反压问题,从而使应用的范围大大的受到了限制。例如,图1所示的自驱动技术是采用外部辅助绕组Ns1来驱动同步整流管SR2。当S1关断,副边绕组Ns1、Ns2电压变成上正下负时,SR2开通,变压器副边的能量通过SR2向负载提供;当S1开通,因副边绕组Ns1、Ns2电压变为上负下正,SR2关断,同时使SR2的门极与源极承受反压,由于这个反压直接与Vin成正比,但当Vin较高时这个负压也会变得很大,严重时将损坏S1和SR2。即使正常工作,但因负压的存在,同步整流管的驱动损耗将会随着输入电压的增加而大幅度增加,变换器的效率也很难提高。图2(a)所示的自驱动技术是一种常用的反激变换器同步整流管的自驱动电路。该电路包括原边功率电路、副边电路和自驱动电路,所述的原边电路包括主功率MOSFET S1、变压器原边绕组Np、输入端电容Cin,所述的副边电路包括变压器副边绕组Ns2、整流管SR2和输出端电容Cout。其中,所述自驱动电路由二极管D3、电容C2、电阻R2、一个隔离驱动变压器T2、电容C1、电阻R1和一个延时驱动电路组成,所述延时驱动电路由延时电路和驱动电路构成,其中,所述延时电路的一个例子是通过将二极管与电阻并联后,再与接地电容串联而构成。当来自控制芯片的PWM信号由低变为高时,PWM信号经微分电路R1C1使隔离驱动变压器T2的原边绕组Npp同名端为正,因而T2副边绕组Nss电压变成上负下正(同名端为正)导通D3对C2充电,同步整流管SR2因此被关断。PWM信号经延时电路延时后开通主功率管S1将能量储存于变压器T3中。当PWM信号由高变为低时,隔离驱动变压器T2的原边绕组Npp电压变成上负下正(同名端为负),因而T2副边绕组Nss电压变成上正下负,同步整流管SR2因此被开通。储存于变压器T3中的能量通过副边绕组NS2和同步整流管SR2提供给负载。输出的自驱动电路必须有一个大体积的隔离驱动变压器。这就使得高功率密度难以实现。在需要原副边高压隔离的场合,这种自驱动电路更为原副边高压隔离带来了麻烦;同时,这种驱动电路由于驱动变压器的漏感很大,传到副边的驱动波形将会有很大的电压尖峰,可能会击穿同步整流管的栅源极。
技术实现思路
因此,本专利技术的目的是为了解决已有的反激变换器常用自驱动技术中存在的问题,提供一种使变换器的共同导通损耗小、结构简单、成本低,适合多路输出且在同步整流管门极与源极之间无负压存在的自驱动电路。解决上述问题采用的技术方案是一种三绕阻反激变换器同步整流管的自驱动电路,所述的变换器包括原边功率电路和副边功率电路,所述的原边功率电路包括主功率MOSFET S1和变压器原边绕组Np,所述的副边功率电路包括变压器副边绕组Ns2、同步整流MOS管SR2和输出端电容Cout,所述的自驱动电路包括N型道MOS管SR3、电阻R1、第三绕阻Ns1和稳压二极管D2,其特征在于所述的第三绕阻Ns1的同名端连接到电阻R1的一端和同步整流MOS管SR2的门极,非同名端与MOS管SR3的漏极相连;所述的MOS管SR3的门极与所述的电阻R1的另一端相连,源极与所述的变压器副边绕组Ns2的同名端和同步整流MOS管SR2的源极相连;所述的同步整流MOS管SR2的漏极与输出端电容Cout的一端相连;所述的变压器副边绕组Ns2的非同名端与输出端电容Cout的另一端接地。本专利技术采用一些小功率的阻容元件,二极管,三极管及场效应管来实现等效的同步整流管自驱动控制技术,保证了同步整流管的可靠开通与关断,同时也保证了最小的共同导通损耗。从而使这种控制技术在低压大电流的应用中可以获得较高的效率。本专利技术的三绕阻反激变换器同步整流管的自驱动电路可以应用在基本的反激变换器电路、双反激变换器电路、三绕组钳位变换器电路、有源钳位变换器电路等常用的各类反激变换器电路中。作为本专利技术的进一步改进,所述的稳压二极管D2的源极和门之间跨接一个稳压二极管D2,并且所述的稳压二极管D2的阳极与所述的同步整流MOS管SR2的源极相连。所述的稳压二极管D2用来保护同步整流MOS管SR2的门极电压,在同步整流MOS管SR2关断时提供放电回路,加速关断。作为本专利技术的自驱动电路在基本的反激变换器电路的应用,所述的变换器原边功率电路还包括输入端电容Cin,所述的输入端电容Cin一端与电源输入端VIN和变压器原边绕组Np的非同名端相连,另一端和主功率MOSFET S1的源极接地;所述的主功率MOSFET S1的漏极与变压器原边绕组Np的同名端相连。作为本专利技术的进一步改进,所述的自驱动电路还包括——一个延时驱动电路,所述的延时驱动电路的输入端与PWM信号端相连,输出端与所述的主功率MOSFET S1的门极相连;——一个隔离微分电路,所述的隔离微分电路包括驱动变压器T1、电容C2、电阻R3和二极管D4,所述的电阻R3一端与PWM信号端相连,另一端与电容C2相连;所述的二极管D4的阴极与电容C2的另一端和驱动变压器T1的原边绕组Npp的同名端相连,其阳极和驱动变压器T1原边绕组Npp的非同名端接地;——一个同步整流管关断触发电路,所述的同步整流管关断触发电路包括晶体管Q1、电容C1、电阻R2、二极管D1和二极管D3,所述的电容C1和电阻R2并联后一端与驱动变压器T1的副边绕组Nss的同名端相连,另一端与二极管D3的阴极和晶体管Q1的基极相连;所述的二极管D3的阳极与驱动变压器T1的副边绕组Nss的非同名端和同步整流MOS管SR2的源极相连;所述的晶体管Q1的集电极与N型道MOS管SR3的门极和二极管D1的阴极相连,发射极与同步整流MOS管SR2的源极相连。作为本专利技术的自驱动电路在双反激变换器电路的应用,所述的变换器原边功率电路还包括主功率MOSFET S2,所述的主功率MOSFET S1的漏极与电源输入端VIN相连,源极与变压器原边绕组Np的非同名端相连;所述的主功率MOSFETS2的漏极与变压器原边绕组Np的同名端相连,源极接地。作为本专利技术的进一步改进,所述的自驱动电路还包括——一个延时驱动电路,所述的延时驱动电路的输入端与PWM信号端相连,输出端与所述的主功率MOSFET S1和主功率MOSFET S2的门极相连;——一个隔离微分电路,所述的隔离微分电路包括驱动变压器本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种三绕阻反激变换器同步整流管的自驱动电路,所述的变换器包括原边功率电路和副边功率电路,所述的原边功率电路包括主功率MOSFETS1和变压器原边绕组Np,所述的副边功率电路包括变压器副边绕组Ns2、同步整流MOS管SR2和输出端电容Co ut,所述的自驱动电路包括N型道MOS管SR3、电阻R1、第三绕阻Ns1和稳压二极管D2,其特征在于:所述的第三绕阻Ns1的同名端连接到电阻R1的一端和同步整流MOS管SR2的门极,非同名端与MOS管SR3的漏极相连;所述的MOS管SR3的门极与所述的电阻R1的另一端相连,源极与所述的变压器副边绕组Ns2的同名端和同步整流MOS管SR2的源极相连;所述的同步整流MOS管SR2的漏极与输出端电容Cout的一端相连;所述的变压器副边绕组Ns2的非同名端与输出端电容Cout的另一端接地。
【技术特征摘要】
【专利技术属性】
技术研发人员:张从峰,章浩,华桂潮,
申请(专利权)人:伊博电源杭州有限公司,
类型:发明
国别省市:86[中国|杭州]
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