具有弱电流涓流模式的开关电压调节器制造技术

在负载电流大于一阈值电流的情况下，电压调节器通过以一将输出电压保持在一调节电压下所需的负载循环来完全导通及关断一个或多个开关晶体管（１６）从而以一传统方式运行。一旦检测到一低于一阈值的负载电流（７６），一控制器停止切换所述一个或多个晶体管并将一降低的驱动信号（４４）施加至高端晶体管，以便将一恒定的涓流电流施加至所述负载。关闭不需要的组件以节省功率（４２）。当所述输出电压降至一阈值（４６）以下时，恢复所述正常切换例程来将所述调节器的输出电容器（２８）再充电至某一电平，且所述调节器再一次进入轻负载电流模式。通过不完全关闭处于轻负载电流下的晶体管（如同在一传统的间歇操作模式下所进行的一样），因较不频繁地切换所述一个或多个晶体管而具有较低的功率损耗。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及电压调节器，且更具体而言涉及一种用于以一轻负载电流模式来运行一电压调节器以节省能量的技术。
技术介绍
开关电压调节器为众所周知的。在一种降压开关调节器类型中，一连接至一供电电压的高端开关晶体管以一受控负载循环并以一固定频率在完全接通与完全关断之间切换，其中调节所述负载循环以使输出电压保持在一规定的调节电压下。来自所述晶体管切换的脉动电流由一通常由一系列电感器及一接地电容器构成的滤波器来校平。一二极管或同步整流器与所述高端晶体管串联且通常接地。当所述高端晶体管关断时，流过通电的电感器的电流由所述二极管或所述同步整流器传导。输出电容器校平三角电感器电流以将一经调节的直流电压提供至所述负载。平均电感器电流等于流入所述负载中的电流。已知诸多其他类型的开关调节器，例如一使用所述晶体管的一固定接通时间同时改变所述接通时间之间的间隔的调节器。在中等及高负载电流下，一开关调节器非常有效，因为所述开关晶体管在接通时具有极高的电导率。例如，要完全导通一高端PMOS晶体管，可将所述晶体管的栅极接地以达到一高的栅极-源极电压(Vgs)，而要完全关断所述晶体管，可将所述晶体管的栅极施加至所述供电电压Vin以使Vgs为零。施加至一NMOS低端开关的栅极电压也可为零伏或Vin以完全关断或导通所述NMOS晶体管。由于所述晶体管在接通时具有一低电阻，因此所述晶体管中具有最小功耗。MOSFET的栅极具有一电容。当所述调节器在为所述负载提供中等及高电流时，因以所述切换频率对一个或多个所述栅极进行充电及放电所耗费的功率为所述调节器及负载所使用的总功率的一微不足道的分量。然而，在极轻负载电流下，例如当所述负载处于一备用模式中时，因以所述切换频率对一个或多个所述栅极进行充电及放电所耗费的功率为所述调节器及负载所使用的总功率的一显著的分量。此问题因负载频繁地处于一低功率模式中达相对长的时间周期而加剧。当所述电源为一电池时，延长所述电池的使用时间非常重要。已知在轻负载时将所述调节器置于一间歇运行模式中。此种调节器检测所述负载电流已降至一电流阈值以下并关闭所述高端晶体管直至所述输出电压已衰减至一输出电压阈值以下为止。在所述高端晶体管关闭时的时间期间，所述输出滤波电容器将所述电流提供至所述负载。所述输出电压衰减至所述阈值电压的时间长度取决于所述负载电流。一旦所述输出电压衰减至所述阈值电压，所述调节器便恢复正常操作(一切换循环猝发)以将所述输出电压升高至通常略高于所述标称调节电压的某一电压，且所述调节器再次进入其关闭模式。低负载电流模式的其他形式包括一其中以一可变频率但以一固定的低负载循环来切换所述高端晶体管，以使所述输出电压保持在一电压范围内的模式。在所述已知类型的间歇运行模式技术中，所述开关晶体管总是被控制在完全接通或完全关断状态。所述晶体管的任何切换均因其栅极的充电及放电而耗费功率。双极晶体管也具有一寄生电容，其中所述调节器接通及关断所述双极晶体管需耗费功率。需更进一步地减少一调节器在提供轻负载电流时所耗费的功率
技术实现思路
阐述一种用于开关电压调节器的新颖的轻负载电流模式技术。在一实施例中，本专利技术的开关调节器减少所述晶体管在轻负载电流下的切换循环数量，且因此，通过在所述轻负载电流模式期间将所述高端晶体管保持在一“减少接通”状态中以给所述负载提供一恒定涓流电流，来减少因对所述晶体管的栅极进行充电及放电所耗费的功率。此是通过将一降低的栅极-源极电压施加至所述高端晶体管以仅使一小的电流流过所述晶体管来实现的。所述涓流电流应处于或略低于所述负载所预期的最低电流消耗下，例如当处于一备用模式中时。当所述输出电压斜坡下降至一阈值电压以下时，恢复所述调节器的正常切换操作以使所述输出电压斜坡上升至起动电压，例如略高于所述标称调节电压，且所述调节器再次进入所述轻负载电流模式中并将一恒定的涓流电流提供至所述负载。由于所述负载将被供以来自所述电源的一恒定的涓流电流，因此不同于用于关断所述晶体管并由所述输出电容器提供所述电流的现有技术方法，所述输出电压斜坡下降至所述阈值电压以下所花费的时间大大延长。因此，使所述电压斜坡上升的切换循环猝发之间的时间大大延长。因此，当所述调节器提供轻负载电流时几乎不存在因对所述栅极进行充电及放电而耗费的电流。此外，由于用于所述切换过程中的所有组件均关闭达一更长的时间，因此几乎不存在用于所述轻负载电流模式中的电流。此使用一减少接通状态来提供一涓流电流的技术可适用于任何类型的调节器以增加其效率。此种调节器包括降压式、升压式、降压-升压式、或使用任何类型的晶体管(例如双极晶体管)的任何其他类型的调节器。附图说明图1说明一并入本专利技术的轻负载电流模式技术的一实施例的电压模式调节器。图2A、2B及2C说明在提供高电流、中等电流及轻负载电流时图1的调节器的状态。图3为一用于检测一轻负载状态并以所述轻负载电流模式运行所述调节器的例程的流程图。图4说明一并入本专利技术的轻负载电流模式技术的一实施例的电流模式调节器。以相同的编号标记的元件可为相同的元件。具体实施例方式图1根据本专利技术的一实施例说明一并入一轻负载电流模式特征的电压模式电压调节器10。一连接至所述调节器的输出端子的电阻分压器12将一反馈电压Vfb提供至一误差放大器14。将一稳定参考电压Vref提供至所述误差放大器14的一第二输入。调节器10调节开关晶体管16及18的负载循环以使Vfb保持在与Vref相同的电平下。误差放大器14的输出为一电流，其添加及减去电容器20中的电荷以使电容器20电压与达到所述调节电压所需的负载循环相关。一更高的电容器电压对应于一更高的负载循环。在一电压模式调节器中，所述负载循环等于Vout与Vin之比。Vin可为一电池电压。将所述电容器电压与一锯齿波振荡器22信号相比较。一脉冲宽度调制(PWM)比较器24将所述电容器电压与升高的锯齿波电压相比较。在一振荡器循环开始时，以一0伏的栅极电压来完全导通PMOS晶体管16以将所述电源输入电压Vin有效地连接至电感器26。当所述斜坡与电容器20电压相交时，导通PMOS晶体管16并关断同步整流器(NMOS晶体管18)。在正常操作期间以此种方式同时切换晶体管16及18。当晶体管16接通时，电感器26变成带电荷的，而当晶体管18接通时，电感器26变成不带电荷的。电感器26电流的斜坡上升及下降由一输出电容器28校平以提供一直流电压输出。流过电感器26的平均电流为通至负载的电流，所述负载连接至标记为Vout的输出端子。在此正常模式中，一锁存器30接收PWM比较器24的“设定”输出及一来自一最小电流检测比较器32的信号以使晶体管16因至少一最小峰值电流而接通。比较器32接收一对应于流过晶体管16的斜坡电流的信号并接收一最小峰值电流阈值信号。如随后所述，任何需要对应于所述最小峰值电流阈值的较小电流的负载电流将被认为是一使所述调节器进入一轻负载电流模式的“轻负载电流”。所述最小峰值电流阈值信号的最佳电平可由所述调节器的特定应用来确定，例如一由进入一备用模式的负载触发的电平。流过晶体管16的电流可由一电流传感器33以任意数量的传统方法来感测。这些方法包括检测一串联于晶体管16与电感器26之间的低值电阻器两端的电压降、检测流过一与晶体管本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种电压调节器（１０，７０），其用于调节一施加至一汲取一负载电流的负载的电压，所述调节器包括：一开关调节器部分，所述开关调节器部分包括：一第一控制器（１４、２４、７２、３２、４０、４２），其接收一与所述调节器的一输出电压相关 的反馈信号并在负载电流超过一第一阈值电流时，以一使所述调节器的一输出电压保持在一调节电压下所需的负载循环来切换一第一晶体管（１６），所述第一控制器将一第一驱动信号（３６）间歇地施加至所述第一晶体管以在负载电流超过所述第一阈值电流时的 时间期间导通所述第一晶体管；及一非开关调节器部分，其包括：一第二控制器（７６、４０、４２、４４、４６），其检测一负载电流何时低于所述第一阈值电流，且响应于此，停止切换所述第一晶体管并将一不同于所述第一驱动信号的恒定的第二驱动 信号施加至所述第一晶体管，以使所述第一晶体管传导一低于所述第一阈值电流的涓流电流，所述第二控制器包括一低电压检测器（４６），所述低电压检测器在产生所述涓流电流的同时检测所述调节器的所述输出电压是否低于一阈值电压，并响应于此，切换所述 第一控制器以将所述输出电压升高至一更高的电平。...

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：马修温，查尔斯维恩，
申请(专利权)人：麦奎尔有限公司，
类型：发明
国别省市：US[美国]