本发明专利技术涉及基于PR调节的无电解电容变频驱动控制方法，包括：采集网侧相角和电机三相电源中任两相的实时电流；对所述实时电流进行Clark变换和Park变换，得到α轴电流、β轴电流、d轴实时电流和q轴实时电流；计算q轴给定电流和d轴给定电流；计算d轴误差电流和q轴误差电流，分别对d轴误差电流和q轴误差电流进行PR调节，得到d轴给定电压和q轴给定电压；对其进行Park逆变换，得到α轴给定电压和β轴给定电压；对逆变器进行脉宽调制，并通过所述逆变器控制电机。本发明专利技术能实现电机在弱磁区高速运行，提高了dq电流跟踪性能，确保了网侧高功率因数，提高了系统可靠性，控制简单有效，适合在家用电器领域应用。
【技术实现步骤摘要】
本专利技术涉及变频驱动领域，尤其涉及基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系 统及控制方法。
技术介绍
随着能源与环境问题变得越来越突出，单相交流输入的变频驱动方案因在节能方 面具有巨大优势，在空调、冰箱、洗衣机等家用电器中应用得越来越广泛。因永磁同步电机 具有较高的效率，结构简单、过载能力大、转动惯量小以及转矩脉动小等特点，非常适用于 家用电器的驱动系统。 在单相交流输入的变频驱动场合，由于输入输出瞬时功率的不平衡，不得不在母 线侧广泛采用大电解电容缓冲能量，平衡输入侧与输出侧瞬时功率实现功率解耦。然而大 电解电容存在以下缺点：1、电解电容容量随温度及频率变化波动较大，尤其当电解电容在 高温下使用时，电解液会挥发，造成电容量降低。2、当电容量降为初始值的60 %时，一般视 为电容寿命终止，对系统效率及稳定可靠性造成严重影响。3、用于功率解耦的电解电容通 常体积较大，限制了电力变换器功率密度的提高。4、母线采用大电解电容，输入侧电流质量 较差。为改善输入侧电流质量，需要增加功率因数校正（PFC)电路，增加了系统的损耗和成 本。 为消除电解电容，常用的方法为：1、直接用矩阵变换器替代传统的整流、逆变的拓 扑结构。这种结构无需中间级的直流环节，具有功率双向流动、功率因数可控的特点。但是， 矩阵变换器需大量单向开关器件来实现双向开关效果，这将导致拓扑结构复杂，控制实现 较难。此外，它不能应用到单相供电的电能变换系统中。2、在不控整流器和逆变器之间加 入Z-源逆变电路。加入Z-源逆变电路后，通过调节直通零矢量，升高不控整流后的电压， 可以达到母线电压纹波系数小、功率因数高的效果。但是实际直通零矢量调节范围有限，难 以达到理想的效果。而且，该拓扑结构复杂，额外的开关器件增加了能源消耗。 此外，由于母线侧不存在大容量电解电容，单相输入无电解电容变换器母线侧电 压会以两倍输入电压频率大幅度波动。由于结构特性的原因，无电解电容变换器系统的瞬 时输出功率中也含有两倍输入电压频率谐波。因此，单相输入的无电解电容变频驱动系统 中的d轴电流和q轴电流存在两倍输入电压频率波动。传统的比例积分电流控制器不能很 好跟踪dq轴电流的两倍输入电压频率谐波，影响电流跟踪性能。因此，针对该变换器需要 研究一种简单有效的实现电流无差跟踪的控制方法，不仅可以实现网侧单位功率因数和网 侧低含量电流谐波，而且可以优化电机相电流波形，实现系统宽调速范围运行，提高系统的 可靠性。
技术实现思路
本专利技术所要解决的技术问题是，针对母线无电解电容变频驱动系统，提供一种通 过控制d轴电流和q轴电流实现网侧高功率因数的变频驱动控制方法。 本专利技术解决上述技术问题的技术方案如下：基于PR调节的无电解电容变频驱动 控制方法，包括以下步骤： S1、采集电机转子的实时转速和实时位置，采集网侧相角和电机三相电源中任两 相的实时电流； S2、对所述实时电流进行Clark变换，得到a轴电流和轴电流，对所述Ct轴电 流和P轴电流进行Park变换，得到d轴实时电流和q轴实时电流； S3、计算q轴给定电流和d轴给定电流； S4、比较所述d轴实时电流和d轴给定电流，得到d轴误差电流，比较所述q轴实 时电流和q轴给定电流，得到q轴误差电流； S5、对d轴误差电流进行PR调节得到d轴给定电压，对q轴误差电流进行PR调节 得到q轴给定电压； S6、根据所述实时位置对所述d轴给定电压和q轴给定电压进行Park逆变换，得 到a轴给定电压和0轴给定电压； S7、采集母线电压，根据所述a轴给定电压、P轴给定电压和母线电压对逆变器 进行脉宽调制，并通过所述逆变器控制电机。 所述PR调节具体说是通过非理想PR控制器对d轴电流和q轴电流进行调节，对 应得到交流侧d轴给定电压和q轴给定电压。 本专利技术的有益效果是，本专利技术所提出的控制方法是从其整体电路特性考虑，依据 建立的近似数学模型，提出了一种基于瞬时功率传输途径的无电解电容的单相输入变频驱 动系统的比例谐振控制策略。该控制策略只需要一个电压外环PI积分器和两个电流内环 PR控制器实现闭环控制，即可在两相同步旋转坐标系下实现系统的瞬时功率控制和网侧单 位功率因数调节。 进一步，所述PR调节是通过非理想PR控制器对d轴电流和q轴电流进行调节，对 应得到交流侧d轴给定电压和q轴给定电压： 式中，和为无电解电容的单相输入变频驱动系统在两相同步旋转dq坐标系 下的交流侧dq轴电压参考值；Kp、K1^分别为非理想PR控制器的比例项系数和谐振项系数， W。为谐振频率，W。为截止频率，且W。远小于W。。 采用上述进一步方案的有益效果是，电流内环采用PR控制器后，提高了 dq电流跟 踪性能，确保了网侧高功率因数，优化了电机相电流，提高了系统可靠性，控制简单有效，适 合在家用电器领域应用。 进一步，所述步骤S3中计算d轴给定电流和q轴给定电流的方法，包括如下步骤： S31、比对电机实时转速和给定转速，得到转速误差，对所述转速误差进行PI调节 得到电流矢量幅值的给定； S32、通过检测网侧电压得到网侧相角，并根据所述网侧相角、上一周期的d轴给 定电流和电流矢量幅值的给定计算得出q轴给定电流； S33、根据d轴给定电压、q轴给定电压、q轴给定电流以及电流矢量幅值的给定计 算得出d轴给定电流。 采用上述进一步方案的有益效果是，通过控制d轴电流和q轴电流，来控制逆变器 的输出功率，进而控制网侧电流波形，实现网侧高功率因数。 进一步，所述步骤S32中计算q轴给定电流的计算方法如下： 假定网侧为单位功率因数，网侧电压、网侧电流均为正弦波，则网侧输入功率以2 倍输入频率波动，如式（1)， pg= P gp sin2 0 g (I) 其中，pg为网侧功率瞬时值，P gp为网侧输入功率峰值，0 g为网侧相角， Plvt^ Pg (2) 其中，Plvt为逆变器输出功率； 永磁同步电机在同步旋转dq坐标系下的电压方程为： 逆变器输出功率Plvt由电机的电流矢量与电压矢量的内积决定，为： 其中，Plciss为电机电阻功率、p ldet为电感功率，p "为电机轴上输出的机械功率，忽略 电机电阻功率Plciss及电感功率P ldrt，则 将式⑴与式（5)代入式（2)，得到q轴给定电流为：, '为电机电角速度，Pgp为网侧输入功率峰 值，为转速PI模块的输出，9 g为网侧相角；，Ld为d轴电感，L q为q轴电感，於/为永磁磁链，id为d轴实时电流， 在〇 = 〇处进行傅立叶展开，忽略高阶项 后，q轴给定电流为： 其中，iq。为忽略d轴电流对逆变器输出功率影响时的q轴电流。采用上述进一步方案的有益效果是，因母线没有大电解电容，只有容量为几微法 至几十微法的小薄膜电容，母线功率可忽略不计，逆变器输出功率Plvt近似等于网侧输入功 率Pg。电机高速运行时，电机电阻功率P lciss及电感功率P ^可以忽略，逆变器输出功率P lvt 近似等于电机轴上输出机械功率Pni,有效计算出了 q轴电流给定以2倍输入频率波动，简化 了 q轴电流给定的计算。进一步，所述步骤S33包括如下步骤： S331、根据所述d轴给定电压和q轴给定电压计算得出给定电压矢量幅值； S332、设定母线最低电压的上限电本文档来自技高网...
【技术保护点】
基于PR调节的无电解电容变频驱动控制方法，其特征在于，包括以下步骤：S1、采集电机转子的实时转速和实时位置，采集网侧相角和电机三相电源中任两相的实时电流；S2、对所述实时电流进行Clark变换，得到α轴电流和β轴电流，对所述α轴电流和β轴电流进行Park变换，得到d轴实时电流和q轴实时电流；S3、计算q轴给定电流和d轴给定电流；S4、比较所述d轴实时电流和d轴给定电流，得到d轴误差电流，比较所述q轴实时电流和q轴给定电流，得到q轴误差电流；S5、对d轴误差电流进行PR调节得到d轴给定电压，对q轴误差电流进行PR调节得到q轴给定电压；S6、根据所述实时位置对所述d轴给定电压和q轴给定电压进行Park逆变换，得到α轴给定电压和β轴给定电压；S7、采集母线电压，根据所述α轴给定电压、β轴给定电压和母线电压对逆变器进行脉宽调制，并通过所述逆变器控制电机。
【技术特征摘要】
【专利技术属性】
技术研发人员：罗慧，尹泉，吴根平，
申请(专利权)人：华中科技大学，
类型：发明
国别省市：湖北;42
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