本实用新型专利技术提供一种模块化多电平变换器子模块电路。所述的模块组合多电平变换器（MMC）的子模块电路包括一个直流侧储能电容（C1），三个不带反向二极管的功率开关管和一个功率二极管（D1）。本实用新型专利技术可应用于各类多电平变换器，与传统全桥（MMC）子模块电路相比，采用此新型（MMC）子模块电路的多电平变换器在提高2倍电压利用率的同时，使得变换器所产生的电平数能从原来的n电平增加至3n-1电平，从而有效降低了输出电压的总谐波畸变率（THD）。
【技术实现步骤摘要】
本技术属于电能转换应用领域，涉及一种用于模块组合多电平变换器(MMC)的子模块电路。
技术介绍
随着高压直流输电技术(High Voltage Direct Current, HVDC)的不断发展，传统两电平变换器拓扑已无法满足高电压和大功率等级的要求。多电平变换器是通过多个电平的叠加使得输出电压呈现阶梯型来逼近正弦输出电压，变换器所能输出的电平数越多，其叠加而成的阶梯波的台阶也就越多，从而就能获得电压变化率(dv/dt)更小、谐波含量更低、正弦近似度更高的输出波形。因此，在对电路拓扑进行微小改动的情况下，提高变换器所能输出的电平数一直是业内工程师们所追求的目标。模块组合多电平变换器(MMC)是一种新型的多电平拓扑，不仅具有传统多电平变换器的优点，而且采用模块化结构设计，便于系统扩容和冗余工作，尤其适用于高压直流输电系统应用。目前，MMC子模块主要采用半桥结构或全桥结构。半桥子模块由两个开关管和一个电容构成，结构虽简单，但无法自清除直流输电系统直流侧的故障；全桥子模块由四个开关管和一个电容构成，虽具有清除直流侧故障的能力，但开关管数目太多，成本高。因此，本技术提出的一种模块化多电平变换器(MMC)子模块电路，
技术实现思路
本技术的目的在于克服现有技术存在的上述不足，提供一种模块组合多电平变换器子模块电路，具体技术方案如下。一种用于模块组合多电平变换器的子模块电路，其包括:一个直流侧储能电容，三个不带反向二极管的功率开关管和一个功率二极管；三个功率开关管与一个功率二极管组成桥式电路结构；其中第一功率开关管的集电极与第三功率开关管的集电极相连，第一功率开关管的发射极与第二功率开关管的集电极相连，第二功率开关管的发射极与功率二极管的阴极相连；第三功率开关管的发射极与功率二极管的阳极相连。进一步地，三个所述功率开关管均为不含体内反向二极管的IGBT。进一步地，所述子模块电路包括五种工作模态，第一种模态是第一功率开关管和功率二极管导通，其余两个功率开关管关断，储能电容处于充电模式；第二种模态是第二开关管和第三开关管导通，第一功率开关管和功率二极管关断，储能电容处于放电模式；第三种模态是第三开关管和功率二极管导通，第一功率开关管、第二开关管关断，储能电容处于旁路模式；第四种模态是第一开关管和第二开关管导通，第三开关管和功率二极管关断，储能电容处于旁路模式；第五种模态是第二开关管和功率二极管导通，第一开关管和第三开关管关断，储能电容处于旁路模式。进一步地，所述功率开关管可为IGBT、IGCT、GTR或GTO功率器件。与现有技术相比，本技术具有如下优点和技术效果:本技术通过对MMC子模块电路中三个功率开关管开关状态不同的组合控制，使得多电平变换器在提高电压利用率的同时，输出正弦近似度较高的电压波形。与采用传统全桥子模块的多电平变换器相比，采用本技术的子模块电路的多电平变换器在提高2倍电压利用率的同时，使得变换器所产生的电平数能从原来的η电平增加至3n-l电平，从而有效降低输出电压的总谐波畸变率(THD)。【附图说明】图1是模块组合多电平变换器(MMC)子模块电路结构图；图2是MMC子模块电路工作模态I (电容充电模式)；图3是MMC子模块电路工作模态2 (电容放电模式)；图4是MMC子模块电路工作模态3(电容旁路模式I)；图5是MMC子模块电路工作模态4 (电容旁路模式2)；图6是MMC子模块电路工作模态5 (电容旁路模式3)；图7是采用本技术MMC子模块电路的多电平逆变器结构图；图8是模块化多电平基于载波组的PWM调制图；图9是采用本技术子模块电路的MMC系统输出电压波形。【具体实施方式】以下是结合模块组合多电平变换器对本技术技术方案的具体实施作进一步详细说明，但本技术的实施和保护范围不限于此。图1所示MMC子模块电路，包括:一个直流侧储能电容C1，三个不带反向二极管的功率开关管和一个功率二极管D1;三个功率开关管与一个功率二极管组成桥式电路结构；其中第一功率开关管T1的集电极与第三功率开关管T 3的集电极相连，第一功率开关管T 2的发射极与第二功率开关管12的集电极相连，第二功率开关管T 2的发射极与功率二极管D I的阴极相连；第三功率开关管！^的发射极与功率二极管D丨的阳极相连，图中a、b、c、d为连接节点。通过以下五种电路模态来实现传统全桥子模块电路对直流侧储能的电容充电、电容放电以及电容旁路等功能。第一种模态是第一功率开关管T1和功率二极管D i导通，其他器件关断(见图2)，电流流经第一功率开关管T1，功率二极管D1以及储能电容C i，储能电容(^处于充电模式，此模态下子模块电路输出电压为直流侧储能电容上的电压Vc;第二种模态是第二功率开关管T2和第三功率开关管T 3导通，其他器件关断(见图3)，储能电容C i处于放电模式，此模态下子模块电路输出电压为直流侧储能电容上的负电压-Vc;第三种模态是第三功率开关管T3和功率二极管D i导通，其他器件关断(见图4)，储能电容C i处于旁路模式，此模态下子模块电路输出电压为O ;第四种模态是第一功率开关管T1和第二功率开关管T 2导通，其他器件关断(见图5)，储能电容C1处于旁路模式，此模态下子模块电路输出电压为O ;第五种模态是第二功率开关管T2和功率二极管D i导通，其他器件关断(见图6)，储能电容C于旁路模式，此模态下子模块电路输出电压为O。通过对三个功率开关管的开关控制可使得本技术所述MMC子模块电路输出Vc,O以及-V。三种电平。相对于传统全桥子模块电路，本技术所述MMC子模块电路的冗余工作模态减少了，同时可存在所有开关管均无导通电流的第5电路模态(见图6)，因此子模块电路的工作状态更具可控性。仅作为实例，以本技术所述MMC子模块电路构造单相模块化组合多电平变换器如图7所示，其中模块电容的电压额定为Vc= ΙΟΟν，输入电压为Vin= 2VC。由此，负载上的电压可产生正负各6个电平，加上零电平，则一共存在13种可能的电平数，即该电路可输出单相13电平，为此，采用的基于载波组的HVM调制波如图8所示。图8所示为正弦电压与载波的调制波形图，调制波的幅值范围为-1v至+lv，由图5可知，由于正负半周各存在0-Vc，VC-2VC，…，5VC-6VC六个电压区间。为此，采用六路三角波信号进行组合，其中第一路载波信号幅值为Ov-0.1667v，调制波幅值处于该范围时，电路输出电压为0-V。;第二路载波信号幅值为0.1667V-0.3333v，调制波幅值处于该范围时，电路输出电压为以此类推，第六路载波信号为0.8333v-lv,调制波幅值处于该范围时，电路输出电压为5VC-6VC。用仿真模型验证图7所示模块化多电平逆变器的可行性，将变换器仿真参数设置如下:直流输入电压设置为Vin= 2V C= 200v，环流电感L 1、L2, L3, L4设置为4mH，负载电阻R = 200 Ω，其中功率管的导通时间设置为100ns，功率管的关断时间设置是200ns，载波频率为1kHz。当模块化多电平变换器采用本技术所述MMC子模块电路时，其仿真结果如图9所示。从图9中可见，模块化多电平逆变器可输出单本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种用于模块组合多电平变换器的子模块电路，其特征在于包括：一个直流侧储能电容（C1），三个不带反向二极管的功率开关管和一个功率二极管（D1）；三个功率开关管与一个功率二极管组成桥式电路结构；其中第一功率开关管（T1）的集电极与第三功率开关管（T3）的集电极相连，第一功率开关管（T2）的发射极与第二功率开关管（T2）的集电极相连，第二功率开关管（T2）的发射极与功率二极管（D1）的阴极相连；第三功率开关管（T3）的发射极与功率二极管（D1）的阳极相连。
【技术特征摘要】
【专利技术属性】
技术研发人员：张波，李湘峰，丘东元，张桂东，
申请(专利权)人：华南理工大学，
类型：新型
国别省市：广东;44
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