联合加权阈值去噪与均衡判决的变换域二次估计方法技术

本发明专利技术公开了联合加权阈值去噪与均衡判决的变换域二次估计方法，按如下步骤进行：1)联合叠加训练序列与调和序列生成发送序列；2)在OFDM基带系统中，通过叠加训练序列的LS信道估计方法，获得信道频率响应的粗估计；3)将信道频率响应粗估计作幅度相位补偿，再经加宽度为M的窗函数、M点DCT变换后，并对所得序列作低通滤波、时域去噪及序列补零扩展处理，对扩展后的N点序列

【技术实现步骤摘要】
联合加权阈值去噪与均衡判决的变换域二次估计方法
本专利技术属于数字通信
，特别涉及一种适用于无线及电力线多载波通信等领域的联合加权阈值去噪与均衡判决的变换域二次估计方法。
技术介绍
近年来，无线通信技术得到迅速发展。其中，无线信道的时变特性一直是该技术的研究热点，也是提高无线通信系统容量和可靠性的关键。同时，信号在无线信道中的传播是一个复杂的过程：包括了信号散射、反射及绕射，还伴随着周边环境及移动台对信号传输的影响。因此，快速实时信道估计是无线通信技术的关键之一。而在有线通信中，低压电力线载波通信(LPLC)技术是一种通过使用已存在的广泛分布的低压电力线作为传输信号的媒介的高速宽带通信方式。其利用已有的低压电力线网络开展信息传输，无需重新布线并且降低了成本。但在LPLC系统中，其信道环境复杂，噪声干扰严重，为保证整个LPLC系统的性能，也迫切需要高效的信道估计技术与方法。正交频分复用(OFDM)技术是一种特殊的多载波调制技术，其原理为通过串并变换，将高速串行传输的数据调制到多个相互独立的正交子信道上并行传输，具有抗干扰能力强、频谱利用率高、传输速率快等优点。在实用通信系统中，OFDM系统分为相干OFDM系统和非相干OFDM系统两种，如LPLC系统属于相干OFDM。采用相干OFDM系统，解调时需知道信道的状态信息(CSI)，而CSI可通过信道估计来获取。所谓信道估计是通过各种方法利用接收端的数据估计出信道的参数的过程。现有的信道估计方法主要有基于导频/训练序列方法的信道估计方法、基于判决反馈方法的信道估计以及盲信道估计。针对基于导频或训练序列的信道估计两种方法，其中，基于导频信道估计实现复杂度低，且估计性能较优，但因信道时变、选择性衰落等情况，为快速跟踪信道状态需不断发送导频，易造成带宽和功率损失；基于叠加训练序列的信道估计方法，在发送端将低功率训练序列与数据序列叠加，不占用其余频谱资源，提高了系统带宽利用率，能快速跟踪信道状态变化，但训练序列和数据序列会对信道估计效果产生一定影响。
技术实现思路
针对上述两种现有信道估计方法存在的缺点，本专利技术采用了叠加训练序列与离散余弦变换(DCT)变换域信道估计方法，且在变换域信道估计中引入均衡判决方法完成二次去噪的变换域估计。因叠加训练序列不占用带宽，及联合训练序列与调和序列对数据序列改造，可消除数据序列对信道估计的影响；因DCT/离散余弦逆变换(IDCT)能有效抑制高频分量产生，且在其运算过程中通过设定加权噪声阈值对传输序列的信道响应幅度阈值判断并引入均衡判决方法，进一步消除噪声干扰。综合叠加训练序列、DCT/IDCT变换域信道估计及均衡判决优势，本专利技术方法具备复杂度适中，性能较高及稳定性好等优势。因此，该专利技术可用于无线及电力线通信传输环境下实时跟踪信道状态变化和快速信号检测等应用场合。本专利技术改进了现有低性能高复杂度的信道估计方法，提供了一种改进的变换域信道估计方法，即联合加权阈值去噪与均衡判决的变换域二次估计方法，其可广泛应用于无线及电力线通信的信道估计与快速信号检测等场合。本专利技术通过以下技术方案实现：一种联合加权阈值去噪与均衡判决的变换域二次估计方法，其采用了联合叠加训练序列与调和序列产生发送序列的方法、基于时域统计平均最小二乘(LS)估计的信道频率响应粗估计方法，及联合加权阈值去噪与均衡判决的变换域二次估计方法，具体经以下步骤实现：1)联合叠加训练序列与调和序列产生发送序列，消除数据序列和训练序列对信道估计产生的影响；2)在一般的OFDM基带系统中，通过采用现有的叠加训练序列的LS信道估计方法，获得信道频率响应的粗估计；3)将信道频率响应粗估计作幅度相位补偿，再经加宽度为M的窗函数(M为正整数，且M个OFDM符号为一帧)、M点DCT变换后，并对所得序列作低通滤波、时域去噪及补零扩展处理，对扩展后的N(N为正整数)点序列作N点IDCT变换、去窗处理及二次幅度相位补偿得4)将所得结果均衡判决得重复M点DCT变换、低通滤波、时域去噪、插值补零及N点IDCT变换，得到频域响应的最终估计优选的，联合叠加训练序列与调和序列产生发送序列的方法，将二进制输入序列{x(n)}通过正交频分复用(OFDM)基带系统的前端处理后，获得数据序列{d(n)}。并将其联合叠加训练序列{t(n)}与调和序列{a(n)}，产生发送序列{s(n)}。其中，调和序列{a(n)}为随机周期序列，且其周期与训练序列{t(n)}相同。所述方法可用以下详细步骤实现：步骤2.1.设长度为N(N为整数)的输入序列x(n)经编码/交织、调制、1:N串并转换(A1:A2表示A1路转换为A2路，且A1,A2为自然数，以下表示相同)以及N点快速傅里叶逆变换(IFFT)等处理后，得到数据序列{d(n)}。其中，编码/交织分别可采用现有的Turbo等编码，并配合伪随机等交织方式；调制方式选用多进制正交幅度调制(M-QAM)等；而且，Turbo编码、伪随机交织、M-QAM以及IFFT为现有技术，已在专利技术涉及技术中说明。步骤2.2.设置长度为N、周期为T的训练序列{t(n)}和调和序列{a(n)}，确保{d(n)+a(n)}在周期频点P处的快速傅里叶变换(FFT)的幅度值为0。其中，P＝lN/T，Q＝N/T且N、P、T、Q均为整数，l＝0,1,…,T-1，且FFT为现有技术，已在专利技术涉及技术中说明。数据序列{d(n)}与调和序列{a(n)}满足如下关系：则调和序列{a(n)}的表达式如下：步骤2.3.对步骤2.1所得{d(n)}，联合训练序列{t(n)}与调和序列{a(n)}，经式(2.3)运算求和，产生时域发送序列{s(n)}。取第m个OFDM符号的第n个采样值Sm(n)，其表达式为：其中，θ为实数，取值为：0<θ<1；Dm(n)为第m个OFDM符号的第n个采样值对应的离散量化序列值，m和n均为正整数。优选的，基于时域统计平均最小二乘(LS)估计的信道频率响应粗估计方法，在叠加训练序列基础上，对一帧内M(M为正整数)个OFDM符号求时域统计平均后，采用现有LS信道估计，获得信道频率响应粗估计。其中，LS信道估计为现有技术，已在专利技术涉及技术中说明。该粗估计按以下步骤完成：步骤3.1.将权利要求2中步骤2.3所得时域发送序列{s(n)}，依次添加长度为Lcp(Lcp>L,L为整数，代表信道长度)的循环前缀(CP)，置于数据块头部，最大程度消除数据块之间的块间干扰(IBI)、N:1并串转换并送入信道后，再经1:N串并转换及去循环前缀(剔除数据块头部原添加长度为Lcp的CP，便于接收端解调接收)处理后，得数据序列{ym(n)}。其表达式如下：其中，数据序列向量为:ym＝[ym(0),ym(1),…,ym(N-1)]T；信道冲击响应为：hm＝[hm(0),hm(1),…,hm(L-1)]T；t和Dm分别对应训练序列{t(n)}所得的等效循环卷积矩阵和数据序列{Dm(n)}所得的等效循环卷积矩阵；噪声列向量为:ωm＝[ωm(0),ωm(1),…,ωm(N-1)]T，且上标T表示矩阵转置，*表示乘积运算。N维等效循环卷积矩阵t和Dm的矩阵表示分别如下：步骤3.2.对步骤3.1所得{ym(n)}，经N点F本文档来自技高网...

【技术保护点】
联合加权阈值去噪与均衡判决的变换域二次估计方法，其特征在于，按如下步骤进行：1)联合叠加训练序列{t(n)}与调和序列{a(n)}产生发送序列{s(n)}；2)在OFDM基带系统中，通过叠加训练序列的LS信道估计方法，获得信道频率响应的粗估计；3)将信道频率响应粗估计作幅度相位补偿，再经加宽度为M的窗函数、M点DCT变换后，并对所得序列作低通滤波、时域去噪及序列补零扩展处理，对扩展后的N点序列

【技术特征摘要】
1.联合加权阈值去噪与均衡判决的变换域二次估计方法，其特征在于，按如下步骤进行：1)联合叠加训练序列{t(n)}与调和序列{a(n)}产生发送序列{s(n)}；2)在OFDM基带系统中，通过叠加训练序列的LS信道估计方法，获得信道频率响应的粗估计；3)将信道频率响应粗估计作幅度相位补偿，再经加宽度为M的窗函数、M点DCT变换后，并对所得序列作低通滤波、时域去噪及序列补零扩展处理，对扩展后的N点序列作N点IDCT变换、去窗处理及二次幅度相位补偿得4)将所得结果均衡判决得重复M点DCT变换、低通滤波、时域去噪、插值补零及N点IDCT变换，得到频域响应的最终估计2.权利要求1所述联合加权阈值去噪与均衡判决的变换域二次估计方法，其特征在于：步骤1)联合叠加训练序列与调和序列产生发送序列过程：将二进制输入序列{x(n)}通过OFDM基带系统的前端处理后，获得数据序列{d(n)}，并联合训练序列{t(n)}与调和序列{a(n)}，产生发送序列{s(n)}，其中，调和序列{a(n)}为随机周期序列，且周期与{t(n)}相同。3.权利要求2所述联合加权阈值去噪与均衡判决的变换域二次估计方法，其特征在于：联合叠加训练序列与调和序列产生发送序列通过以下步骤实现：步骤2.1.设长度为N的二进制输入序列{x(n)}经编码/交织、调制、1:N串并转换，A1:A2表示A1路转换为A2路，且A1,A2为自然数，以及N点快速傅里叶逆变换处理后，得到数据序列{d(n)}；步骤2.2.设置长度为N、周期为T的训练序列{t(n)}和调和序列{a(n)}，确保{d(n)+a(n)}在周期频点P处的快速傅里叶变换的幅度值为0；其中，P＝lN/T，Q＝N/T且N、P、T、Q均为整数，l＝0,1,…,T-1；数据序列{d(n)}与调和序列{a(n)}满足如下关系：则调和序列{a(n)}的表达式如下：步骤2.3.对步骤2.1所得{d(n)}，联合训练序列{t(n)}与调和序列{a(n)}，经式(2.3)运算求和，产生时域发送序列{s(n)}；取第m个OFDM符号的第n个采样值Sm(n)，表达式为：其中，θ为训练序列{t(n)}的功率，且为实数，取值为：0<θ<1；Dm(n)为第m个OFDM符号的第n个采样值对应的离散量化序列值，m和n均为正整数。4.权利要求3所述联合加权阈值去噪与均衡判决的变换域二次估计方法，其特征在于：所述粗估计按以下步骤完成：步骤3.1.将步骤2.3所得时域发送序列{s(n)}，依次添加长度为Lcp的循环前缀、N:1并串转换并送入信道，再经1:N串并转换及去循环前缀处理后，得数据序列{ym(n)}，表达式如下：其中，数据序列向量为:ym＝[ym(0),ym(1),…,ym(N-1)]T；信道冲击响应为：hm＝[hm(0),hm(1),…,hm(L-1)]T；t和Dm分别对应训练序列{t(n)}所得的等效循环卷积矩阵和数据序列{Dm(n)}所得的等效循环卷积矩阵；噪声列向量为:ωm＝[ωm(0),ωm(1),…,ωm(N-1)]T，且上标T表示矩阵转置，“*”表示乘积运算；N维等效循环卷积矩阵t和Dm的矩阵表示分别如下：步骤3.2.对步骤3.1所得{ym(n)}，经N点FFT得接收端序列{Ym(k)}；其中，Ym(k)为第m个OFDM符号第n个子载波信号ym(n)的频域表示，表达式如下：其中，Ym(k)，Hm，Wm分别为ym(n)、hm、ωm的N点FFT变换；设diag[]表示对角矩阵，且内部元素为对角线数据，则T＝diag[T(0),T(1),…,T(N-1)]，D＝diag[Dm(0),Dm(1),…,Dm(N-1)]；另外，矩阵T的元素T(k)表达式如下：

【专利技术属性】
技术研发人员：姜斌，包建荣，姚辉，王天枢，唐向宏，
申请(专利权)人：杭州电子科技大学，
类型：发明
国别省市：浙江,33