一种移相软开关变换器的控制方法技术

【技术实现步骤摘要】
【专利摘要】本专利技术公开了，步骤1、采集与主功率变压器的付边连接的整流滤波模块的输出电流Ia；步骤2、设定负载额定电流为aA，负载电流为bA时与主功率变压器连接的变换器实现主开关管的零电压开关，负载电流为cA时整流滤波模块的输出电流处于临界断续状态，当b<Ia≤c时，变换器采用移相控制；当a<Ia≤b时，变换器采用PWM控制或者降频率的PWM控制；当0≤Ia≤a时，变换器采用PWM控制。本方法在整个负载区间都具有较高的效率，便于系统优化；控制功能实现简单，便于工程设计；实现方法可靠性高，便于工程应用。【专利说明】
本专利技术属于电源控制领域，更具体涉及，适用于电源的移相全桥控制。技术背景目前基本移相全桥零电压开关DC/DC变换器的结构如图1所示，主开关Ql和Q2构成超前桥臂，主开关Q3和Q4构成滞后桥臂。其中，Ql和Q2驱动信号互补，Q3和Q4驱动信号互补，Ql和Q2分别超前Q4和Q3 —个相位，通过调节移相角来调节输出电压。在输出侧，整流二极管Drl和Dr2构成中心抽头的整流电路，整流二极管通过输出滤波电感Lo连接到输出电容Co上。该变换器在负载满足一定的条件时可以实现主功率开关管的零电压开关，因此可以减小开关损耗，提高变换器可靠性和效率，成为应用很广的一种优秀的DC/DC电路拓扑。由于实现主开关管零电压开关的能量来自于储能电感上的储能，在超前管开关期间，输出滤波电感折算到原边与原边电感串联，由于一般输出滤波电感很大，所以有足够的储能来实现超前管的零电压开关；而滞后管开关期间，变换器处于整流二极管换流期间，两个整流二极管同时导通将变压器副边钳位在零电位，这样输出滤波电感就不能折算到原边，此时给滞后管两端电容充放电的能量只有原边等效电感的储能，此电感一般为变压器漏感，由于一般漏感很小，所以很难实现滞后管的零电压开关，导致滞后管的损耗很大，在频率高的时候损耗成比例增加，导致变换器效率降低，热设计很难优化。为了实现滞后桥臂的全开关，我们一般在变换器原边串联一个谐振电感来提高滞后管开关的时候实现零电压开关的能量。但是串联谐振电感导致了副边占空比丢失，变换器可用的占空比减小，为了实现输入低电压时候全负载功率输出设计主功率变压器满足输入电压最低时候的变比，过小的变压器变化导致原边电流有效值增加，从而导致变换器损耗增加，效率降低。因此，为了实现滞后管零电压开关所加的谐振电感带来别的负面影响。同时，此谐振电感上的能力在二极管换流器件由于二极管的反向恢复影响而与二极管两端寄生电容发生谐振，在二极管两端以电压尖峰的形式表现处理，带来很严重的EMC问题和可靠性问题，不利于变换器的工业应用。为了消除二极管反向恢复带来的电压尖峰问题，很多文献提出原边加二极管钳位的移相全桥软开关变换器，可以将谐振电感的能量消耗在电路中，消除了二极管反向恢复的电压尖峰问题。但是仍然存在负载小于一定值时难以实现主功率开关管的软开关而带来的问题。因此，移相控制软开关变换器在负载小于一定值时的损耗增大问题带来了工业应用的限制。移相全桥相对于传统硬开关全桥变换器而言，在轻载时候由于没有足够的能量来给主功率管两端的电容充放电，从而没有实现轻载时的零电压开关。而一些全桥变换器的环流损耗使得在轻载时候移相全桥变换器比传统硬开关全桥变换器损耗大很多，相对于传统硬开关全桥变换器，移相全桥在轻载或者空栽时效率很低，导致变换器热设计比较麻烦，同时，限制了移相全桥的应用。移相全桥软开关变换器业界分为两种不同类型的变换器，一种为零电压开关变换器，亦即ZVS变换器，超前管和滞后管都可以实现零电压开关；一种为零电压零电流开关变换器，亦即ZVZCS变换器，超前管实现零电压开关，滞后管实现零电流开关。但是，两类变换器在轻载时候都从中实际应用中的问题，即当变换器负载小于一定值后变换器滞后管不能实现软开关，从而导致损耗急剧增加，由于从在环流损耗，使得移相全桥软开关变换器在轻载时候的损耗比同调节的传统硬开关全桥变换器的损耗都大。电源行业的专家和学者相继提出很多种移相控制全桥软开关变换器的改进型电路，可以在一定程度上改进移相控制全桥软开关变换器的部分性能，但是带来的是电路结构复杂化而导致不利于工程实际中大批量的设计和生产。而且由于所加辅助电路在一定程度上是将损耗进行了转移，有时候还会导致变换器性能更加恶化。存储在谐振电感Lr及变压器的电感、输出滤波电感Lo中的能量对开关管结电容进行充放电，使相应结电容两端的电压达到零，借此实现开关管的零电压开通。通过控制开关管的开通和关断，即给开关管的基极或者栅极输入一定的驱动逻辑波形，驱动为高时，开关管开通，驱动为低时，开关管关断，从而实现对变换器的控制。现有技术中，能够产生移相全桥波形的控制芯片有UCC3875、UCC3895等。对于各种移相全桥软开关DC/DC电路而言，一方面，在轻载(大于20%额定负载而小于50%额定负载)条件下，因为谐振电感Lr、滤波电感Lo上的电流较小，因此谐振电感Lr和滤波电感Lo上储存的能量就小，无法将即将开通的开关管的漏极-源极电压(Vds)或者集电极-发射极电压(Vce)谐振到零，即无法实现彻底的ZVS，尤其是滞后桥臂Ql、Q2在50%额定负载条件下就开始无法实现彻底的ZVS ;另一方面，在接近空载(< 20%额定负载)的条件下，因为Lr等谐振元件的影响，开关管的开关损耗为传统的PWM全桥的开关管的开关损耗的4倍，甚至大于移相全桥满载的开关管损耗，这导致开关管的散热困难。在接近空载(< 20%额定负载)的条件下，因为Lr、Lo上的电流小，Lr、Lo上储存的能量几乎为零，这样即将开通的开关管的Vds (或者Vce) =Vin,开关管的开关损耗可用下式计算:\*Vds2 *fs*C (fs为开关频率，C为对应开关管的结电容或者外并联电容或者两者并联的等价电容)，而在PWM全桥中，即将开通的开关管的Vds (或者Vce) =Vin/2,因此移相全桥在接近空载时的开关损耗为PWM全桥空载条件下的开关损耗的4倍，在工程中，一般采用SG3525、UC3846等控制芯片，以产生PWM全桥需要的驱动波形。移相全桥重载时工作在ZVS状态下，开关损耗很小，只有导通损耗，当变换器的额定满载负载小于某一数值(根据经验为30A)时，移相全桥空载的开关管的损耗甚至会大于满载时开关管的损耗。随着负载的继续降低，谐振电感Lr、输出电感Lo等器件上储存的能量进一步减少，当负载轻到一定的程度时，在即将开通的开关管的Vds谐振到零之前，谐振电感Lr的电流就谐振到零，电流反向，对即将开通的开关管的Vds充电；当负载足够小时，即将开通的开关管的Vds将被冲到Vin，此时的开关管没有实现ZVS，而是硬开关，开关管开通瞬间的Vds甚至高于传统的PWM全桥的Vin/2 (为Vin)。综上所述，在现有技术中，移相全桥电路在轻载及接近空载条件下都处于移相全桥的工作状态，无法实现彻底的ZVS ;尤其是在接近空载时，开关管的开关损耗为传统的PWM全桥的开关管的开关损耗的4倍，甚至大于移相全桥满载的开关管损耗，这导致开关管的散热困难。如图2所示为移相控制半桥三电平DC/DC变换器。输入电容Cdl、Cd2容量很大，其上电压为输入电压本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种移相软开关变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：步骤1、采集与主功率变压器的付边连接的整流滤波模块的输出电流Ia；步骤2、设定负载额定电流为aA，负载电流为bA时与主功率变压器连接的变换器实现主开关管的零电压开关，负载电流为cA时整流滤波模块的输出电流处于临界断续状态，当b

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：张东华，李小兵，梁金峰，万美政，黄兴，贺智轶，王媛，
申请(专利权)人：武汉中原电子集团有限公司，
类型：发明
国别省市：