一种DC/DC谐振变换器制造技术

本发明专利技术公开了一种ＤＣ／ＤＣ谐振变换器，包括开关电路、谐振电路、变压器、输出整流滤波电路，该ＤＣ／ＤＣ谐振变换器还包括谐振调节电路，用于根据自身的电路参数构成一个以上谐振频率，并对谐振电路输出的交流谐振电压进行分压调节，所述分压调节的幅度随所述谐振频率升高而增大，将分压调节后的交流谐振电压输出至变压器。应用本发明专利技术，可以使得电路的传递函数曲线变得更加陡峭，从而在较窄的频率变化范围内，输出较大范围的输出电压，降低了开关的工作频率，简化了变压器和输出整流滤波电路设计的复杂性，谐振变换器结构设计简单、体积小、成本低。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及直流(DC，Direction Current)变换技术，特别涉及一种DC/DC谐振变换器。
技术介绍
开关电源广泛地应用在通讯、计算机、汽车、电力和消费电子产品等领域，随着半导体器件制造技术的发展，软开关技术也得到了广泛的发展和应用，软开关技术有效地减少了开关管的导通电阻、寄生电容以及反向恢复的时间，从而降低了电路中通断时导致的功率损耗，提高了开关电源电路的工作效率。 谐振变换器是利用软开关技术发展起来的一种DC/DC变换器，通过建立谐振电路，使得开关管可以在零电压下进行通断切换，具有隔离性能好、损耗低、多路输出直流电源等优点。 图1为现有DC/DC谐振变换器的电路结构示意图，以该DC/DC谐振变换器为半桥双电感加单电容(LLC)谐振变换器为例，参见图1，该半桥LLC谐振变换器包括开关电路、谐振电路、谐振电压输出电路、变压器和输出整流滤波电路， 开关电路，用于对输入的直流电压通断控制； 谐振电路，用于接收开关电路输入的电压，产生谐振，形成交流谐振电压输出； 谐振电压输出电路，用于与谐振电路形成电流回路，将交流谐振电压输出至变压器，并在一定的时间段内参与谐振； 变压器，用于将输入的交流谐振电压进行变换，输出至输出整流滤波电路； 输出整流滤波电路，用于将变压器输出的交流谐振电压进行整流滤波后输出至负载。 其中， 开关电路包括第一开关Q1、第二开关Q2， Q1的第一极接收第一控制信号，第二极与输入电压正极相连，第三极分别与Q2的第二极以及谐振电路的输入端相连，Q2的第一极接收第二控制信号，第三极分别与输入电压负极以及谐振电路的输出端相连； 第一控制信号和第二控制信号为占空比为50％的互补信号，第一控制信号为变频控制信号，用于根据负载所需的电压大小生成相应的不同频率的控制信号，控制输入变压器的电压。 实际应用中，Q1和Q2一般选用互补金属氧化物半导体管(MOS，MetalOxide Semiconductor)，Q1两端还连接有第一整流二极管D1，Q2两端连接有第二整流二极管D2，形成半桥结构。 谐振电路，包括依次串联的第一电感L1、第一电容C1， L1的一端与Q1的第三极相连，另一端与C1的一端相连，C1的另一端与谐振电压输出电路输入端相连； 由于谐振电路接在谐振变换器的中点与地之间，因而，C1除组成谐振电路外，还可作为隔直电容来使用。 谐振电压输出电路，包括第二电感L2； L2的一端与C1的另一端相连，L2的另一端与输入电压负极相连。 变压器，包括原边绕组N1、第一副边绕组N21和第二副边绕组N22， N1与L2并联，N21与N22组成中心抽头的变压器； 实际应用中，谐振电路、谐振电压输出电路也可以集成到变压器中。 输出整流电路滤波电路，包括第三整流二极管D3、第四整流二极管D4、以及第二电容C2， D3的正极与N21的一端相连，D4的正极与N22的一端相连，D3的负极分别与D4的负极以及C2的一端相连，C2的另一端与N21与N22的连接点相连； 负载R接在C2的两端。 图1所示的电路工作原理如下 当Q2关断(此时，Q1还未导通)，C1放电，由L1、C1形成的谐振电流(流过L1、C1的电流)对Q2两端的结电容进行充电，同时对Q1两端的结电容进行放电，Q1两端电压降逐渐降低，当Q1两端电压降为零时，D1导通，实现Q1的零电压切换； D1导通，即Q1接通输入电压，输入电压、Q1、L1、C1、L2组成电流回路，在输入电压作用下，谐振电流以正弦函数形式升高，并对C1进行充电，流过L2的励磁电流线性升高，谐振电流大于励磁电流，其电流差经变压器原边绕组变换至变压器副边绕组后经整流滤波后输出； 由于Q1的开关频率小于L1与谐振电容C1的谐振频率，因而，谐振电流经过半个半谐振周期(四分之一谐振周期)的谐振后，Q1仍处于导通状态，继续对C1进行充电，谐振电流逐渐减小，励磁电流仍然线性升高，当谐振电流下降到与励磁电流相等时，电流差为零，使得变压器原边绕组电流为零，流过输出整流滤波电路中D3的电流为零，D3关断，即D3在电流过零时自然关断，从而实现零电流关断； 此后，Q1继续导通，流过变压器原边绕组的电流近似为零，L2不再受输出电压的钳位作用而成为自由电感，这样，L1、C1与L2组成谐振电路进行谐振，实际应用中，L2的电感量远大于L1的电感量，也就是说，由L1、C1与L2组成的谐振电路的谐振周期远大于由L1、C1组成的谐振电路的谐振周期，而Q1的导通周期较短，因而，可认为谐振电流在Q1的导通周期内基本保持恒定，而继续对C1进行充电。 此后，Q1关断，由L1、C1与L2形成的谐振电流变向，对Q1两端的结电容进行充电，同时对Q2两端的结电容进行放电，Q2两端电压降逐渐降低，当Q2两端电压降为零时，D2导通，实现Q2的零电压切换，此时，C1的充电量达到最大； Q1关断、D2导通，C1放电，Q2、L1、C1、L2组成续流回路，谐振电流以正弦函数形式减小，流过L2的励磁电流以线性形式降低，谐振电流减小的幅度大于励磁电流减小的幅度，其电流差经变压器原边绕组变换至变压器副边绕组后经整流滤波后输出； 由于Q2的开关频率小于L1与谐振电容C1的谐振频率，因而，谐振电流经过半个半谐振周期的谐振后，Q2仍处于导通状态，C1继续放电，谐振电流逐渐增大，励磁电流仍然线性降低，当谐振电流增大到与励磁电流相等时，电流差为零，使得变压器原边绕组电流为零，流过输出整流滤波电路中D4的电流为零，D4关断，即D4在电流过零时自然关断，从而实现零电流关断； 此后，Q2继续导通，流过变压器原边绕组的电流近似为零，L2不再受输出电压的钳位作用而成为自由电感，这样，L1、C1与L2组成谐振电路进行谐振，谐振电流在Q2的导通周期内基本保持恒定，C1继续放电， 此后，Q2关断，重复前述流程。 图1所示的谐振变换器输出电压Vo与输入电压Vin以及电路参数的函数关系式如式(1)所示。 式(1)中，M为输出电压与输入电压的比值，Qs为品质因数(谐振系数)，f为开关频率，n为变压器原副边绕组比，f1为电路第一谐振频率，其中， 式中，Re是负载等效电阻值折算到变换器原边绕组的阻值，其计算公式为 式(5)中，Po为输出的负载功率，Po＝Vo*Io (5) 图2为现有对称半桥结构的谐振变换器传递函数曲线示意图，该传递函数为开关的开关频率与输出电压的特性曲线。 参见图2并结合式(1)，实际工作中，开关频率一般选择在M取得最大值之后的频率段，由图2可见，当开关频率升高时，输出电压下降，而当开关频率升高到一定值后，传递函数特性曲线变得非常平坦，也就是说，在该平坦的特性曲线上，要求开关频率较大的变化范围才能满足输出电压较小的变化范围，这样，输出电压范围较宽时，需要开关频率的变化范围很宽。 由前述可知，在电路结构参数确定的情况下，输出电压调整范围受到现有谐振变换器传递函数特性曲线的限制，即只能通过调节开关频率来调节输出电压，在开关频率较高时，谐振变换器调节能力急剧下降，调整范围较小，不能满足实际应用中的输出电压宽范围调整。 进一步地，如本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种直流／直流谐振变换器，包括：开关电路、谐振电路、变压器和输出整流滤波电路，其中，　开关电路，用于根据输入的控制信号控制开关的通断，在所述开关按照所述控制信号频率导通时，导通输入电压并将所述输入电压输出，在所述开关按照所述控制信号频 率断开时，断开所述输入电压；　谐振电路，用于在所述开关导通时，将开关电路输出的电压变换成交流谐振电压，存储电量并将交流谐振电压输出，以及在所述开关断开时，将存储的电量放电形成交流谐振电压输出；　变压器，用于将输入的交流谐振电压进 行变换后输出；　输出整流滤波电路，用于将变压器输出的交流谐振电压进行整流滤波后形成直流电压输出；　其特征在于，　该谐振变换器还包括：谐振调节电路，用于根据自身的电路参数构成一个以上谐振频率，并对谐振电路输出的交流谐振电压进 行分压调节，所述分压调节的幅度随所述谐振频率升高而增大，将分压调节后的交流谐振电压输出至变压器。

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：李小兵，宁国云，
申请(专利权)人：普天信息技术研究院有限公司，
类型：发明
国别省市：11[中国|北京]