用于激励气体放电灯的高功率因数电路制造技术

一种用于由第一频率的ＡＣ供电源激励气体放电灯的电路，其特征在于，该电路包括： 一个第一整流器，用于将第一频率的ＡＣ电源转换为第一ＤＣ电源； 一个电容器，它耦合至所述整流器，用于作为能量存储所述ＤＣ电源； 一个逆变器，由一驱动器和一变压器组成； 该驱动器具有一个驱动器输入端和多个驱动器输出端，该驱动器输入端耦合至上述电容器，以便将电容器中存储的能量转换成第二频率的ＡＣ电源； 该变压器具有一个变压器输入端和一个或多个变压器输出端，该变压器输入端耦合到该驱动器输出端，并具有一个与输入端并联的谐振电容器； 一个功率因数校正信号源，用于产生功率因数校正信号； 一个第二整流器，它具有一个第二整流器输入端和一个第二整流器输出端，该第二整流器包括一个用于限制输出电流的阻抗，该第二整流器输入端耦合至功率因数校正信号源，以便接收功率因数校正信号，该第二整流器输出端提供第二ＤＣ电源；和该第二ＤＣ电源，用于校正电路的输入功率因数。（*该技术在2014年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】
气体放电灯可由较高频率的(35KHz量级)AC(交流)电源高效率地驱动。但是，线路上的AC电源是由电力实用公司以大约50或60Hz的低频供给的。为获得灯的高效工作性能，第一低频的AC电源要被转换成第二高频的AC电源。AC电源从一种频率向另一种频率的转换是由镇流器电路实现的。首先第一低频的AC电源被整流成为DC(直流)电源，然后作为能量存储于较大的电解电容器中。存储于电解电容器中的能量再由逆变器变成为第二高频的AC电源。在这样的电路中，当线路上AC电源的电压大于电解电容器中存储的电压时，一个较大的浪涌电流会流过电解电容器，使吸收线路电流出现“峰”。为此，这种电路具有较低的功率因数。一种解决方法是设置一个与输入电容器的进线线路串联的浮动电压源。这种电压源存在几个问题。第一，此电压源上的电压必须被控制得与电解电容器上的电压相匹配，否则从线路中吸收的功率的波形将畸变。第二，此电压源的阻抗必须可调，以便控制从线路中吸取的功率量。否则，逆变器将产生过大的功率，或者，将是功率因数的少许校正。最后一个问题是，用于此浮动电压源的功率源必须是稳定的且具有低阻抗。对此，现在需要一种与引入线路串联的、且具有可调阻抗和可调电压电平的浮动电压源。附图说明图1示出一个用于激励气体放电灯的推挽式并联谐振电路，其中，功率因数校正信号是从输出变压器上的一隔离绕组上引出的。图2示出一个用于激励气体放电灯的推挽式并联谐振电路，其中，功率因数校正信号是从输出变压器的初级绕组上的一个自耦变压器抽头上引出的。图3示出一个用于激励气体放电灯的电流馈电半桥驱动并联谐振电路，其中，功率因数校正信号是从输出变压器的一隔离绕组上引出的。图4示出一个用于激励气体放电灯的电流馈电半桥驱动并联谐振电路，其中，功率因数校正信号是从输出变压器的初级上的一个自耦变压器抽头上引出的。图5示出一个用于激励气体放电灯的推挽式并联谐振电路，其中，功率因数校正信号是从电流馈电电感器的一个隔离绕组上引出的。图6示出一个用于激励气体放电灯的电流馈电半桥驱动并联谐振电路，其中，功率因数校正信号是从电流馈电变压器上的一个隔离绕组中引出的。图7示出一个用于激励气体放电灯的推挽式并联谐振电路，其中，功率因数校正信号是从电流馈电电感器的一个自耦变压器抽头上引出的。图8示出一个用于激励气体放电灯的电流馈电半桥驱动并联谐振电路，其中，功率因数校正信号是从电流馈电电感器绕组上的一个自耦变压器绕组中引出的。下面描述具有一个浮动电源和可调电压和阻抗的电路。此浮动电源是由一高频整流器提供的，后者通过一电容器由变压器上的绕组驱动。电压可通过改变变压器上的绕组个数来调整。阻抗可通过改变电容的容量来调整。这种电路可用于使电子镇流器对AC供电线路以最少量的元件展示高功率因数。图1示出一个用于激励气体放电灯的推挽式并联谐振电路，其中，功率因数校正信号是从输出变压器上的一个隔离绕组中引出的。线路整流器100的端子110和120耦连至一个较低频率例如每秒60周的AC电源上。整流器100可以是一个桥式整流器。线路整流器100将AC电压转换成脉动的整流DC电压。电容器122防止电路工作产生的高频信号进入供电线路。实际上，通常使用一些电感性元件(未示出)来增强这种效果。线路整流器100的一个输出端连至高频整流器200的输入端。(这里使用的是正端，但根据元件的适当取向，可采用任一端。)高频整流器200适于工作在诸如35KHz的较高频率。线路整流器100的正输出端耦连至高频整流器200的负DC输入端。高频整流器200的正DC输出端通过存储电容器210耦连至线路整流器100的负输入端。存储电容器210提供以相当恒定的电压提供稳定的电荷存储器，以使逆变器300运行。逆变器300包括输出变压器310和一个驱动器电路，该驱动器电路包括电流馈电电感器320、开关340和350以及谐振电容器330。当开关340和350交替地以电容器330与变压器310的初级阻抗的谐振频率通和断时，驱动器电路用于将来自电流馈电电感器320的较恒定的电流按交替方向施加至变压器310的初级。电容器330和输出变压器初级阻抗构成一个谐振回路，其中，电荷以谐振频率继续不断地来回循环。如果振荡幅度变得过大，变压器310的中心抽头处的电压变得高至足以使电流停止流过馈电电感器320，由此使驱动减弱而保证了恒定的振荡幅度。开关340和350通常由输出变压器上的辅助绕组(未示出)驱动。从输出变压器至高频整流器200设有一个反馈电路，即从输出变压器通过功率因数校正绕组390和电容器400反馈至高频整流器200。据此，高频整流器200通过电容器400由引自功率因数校正绕组390的较恒定的高频电压信号激励。通过调整功率因数校正绕组390的匝数，可控制高频整流器200的输出端的DC电压。高频整流器200的输出端的开路电压电平与DC存储电容器210的电压电平的匹配显著地提高了电路的功率因数。当端头110和120上的输入电压不为零时，从AC线路上吸取的电流仅受高频整流器200的输出阻抗限制。通过数学分析可以得知，在60Hz左右的频率时，这个阻抗是其值与电容器400的值成反比的电阻。因此，逆变器的工作功率电平由电容器400的值来控制。大电容器可给出高功率电平，反之亦然。因为仅是高频整流器200的电阻性阻抗限制输入线路电路，因此当高频整流器200的输出电压与存储电容器210上的电压匹配时，从供电线路吸收的电流将是与电阻性阻抗相应的纯正弦波形。负载绕组360通过电流限制电容器370向灯380耦合输出功率。通常设置一个附加电路(未示出)，以感测由于(例如)灯被摘除而引起的过压状态。在这种情况下，需要停止升压作用或关闭整个逆变器。对于这个电路而言，为呈现对AC供电线路的高功率因数，可通过电容器400向高频整流器200施加一恒定的高频电压。对于并联谐振电路来说，为产生这个电压，可采用几种方便的方法。例如，图2示出一个并联谐振推挽式镇流电路，其中，功率因数校正信号是从输出变压器的初级上的自耦变压器抽头361和371中引出的。从中心至每一抽头点的精确匝数确定了加至高频整流器200的电压。在这种情况下，电容器410和420的容量决定了系统的功率电平。就象在所有自耦变压器中那样，采用此自耦变压器时，输出电压可大于或小于输入电压。图3示出一种电流馈电半桥驱动并联谐振镇流器电路的组成，其中，功率因数校正信号是从输出变压器上的一个绕组331中引出的，输出功率电平由电容器401的容量设定。图4示出另一种电流馈电半桥驱动并联谐振镇流器电路，其中功率因数校正信号是从输出变压器的初级绕组上的一个自耦变压器抽头332中引出的。功率由电容器402控制。用于功率因数校正的足够恒定的高频信号还可从一个电流馈电变换器的电流馈电电感器中引出。例如，图5示出一个并联谐振推挽式镇流器电路，其中，电流馈电电感器333上的一个辅助绕组用于通过限制电容器403提供功率因数校正信号。与此相同的技术也适用于电流馈电半桥驱动并联谐振镇流电路，如图6所示，其中，功率因数校正信号是由电流馈电变压器上的一个辅助绕组334提供的。当功率因数校正信号从一电流馈电电感器引出时，自耦变压器技术也可用于通过直接耦合调整电压。图7中的并联谐振推挽式本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：彼得·W·沙克尔，
申请(专利权)人：摩托罗拉照明公司，
类型：发明
国别省市：