三电平直流-直流变换器以及控制电路制造技术

公开了一种三电平直流

【技术实现步骤摘要】
三电平直流
‑
直流变换器以及控制电路


[0001]本申请涉及电力电子
，更具体地，涉及一种三电平直流
‑
直流变换器以及控制电路。

技术介绍

[0002]现有技术所采用的三电平直流
‑
直流变换器如图1所示，为三电平Buck变换器，其包括功率管S1
‑
S4、飞跨电容Cf、电感L和输出电容Co。其中，功率管S1和S4的驱动信号G
S1
和G
S4
互补，功率管S2和功率管S3的驱动信号G
S2
和G
S3
互补。并且，功率管S1和S2的驱动信号G
S1
和G
S2
的占空比相等，且功率管S1和S2的驱动信号G
S1
和G
S2
的相位差α为180
°
(π弧度)。
[0003]但是，由于电路中的寄生参数以及各个电路器件的误差等因素的影响，飞跨电容Cf的电压可能会出现大于1/2V
in
或小于1/2V
in
等不平衡的情况，这可能造成电感L的电流不稳定，进而降低整个电路的可靠性。
[0004]现有技术中有很多种控制方式来解决飞跨电容的电压不平衡的问题。根据飞跨电容的电压与1/2V
in
的差来调节功率管S1和S2的驱动信号的相位差α，假设原状态相位差α＝π，D1＝D2＝D，若飞跨电容Cf的电压V
cf
小于1/2V
in
，则增大相位差α，使得飞跨电容的充电电荷量Q
c
>放电电荷量Q
d
，即电荷量增加了ΔQ。同理，若飞跨电容电压V
cf
大于1/2V
in
，则减小相位差α，可使Q
c
<Q
d
，即电荷量减小了ΔQ。但是仅通过移相控制来平衡飞跨电容电压的方法，在CCM工作模式下占空比接近0或接近1时均压能力较弱，在DCM工作模式下D<0.5时，移相控制的均压能力为0，无法进行均压。

技术实现思路

[0005]有鉴于此，本专利技术实施例提供一种三电平直流
‑
直流变换器以及控制电路，弥补移相均压控制在CCM工作模式下占空比接近0或接近1时均压能力较弱，在DCM工作模式下D<0.5时无法进行均压的缺点，以保证飞跨电容的电压值在任何负载下均能够稳定在预定范围内，从而提高系统的可靠性。
[0006]根据本专利技术的第一方面，提出了一种三电平直流
‑
直流变换器的控制电路，所述三电平直流
‑
直流变换器包括串联连接在输入电压与参考地之间的第一至第四功率管以及连接在第一和第二功率管的公共节点与第三和第四功率管的公共节点之间的飞跨电容，其特征在于，所述控制电路被配置为：
[0007]根据所述飞跨电容的电压值和预设值之间的误差调节所述第一功率管和第二功率管的驱动信号的相位差以及所述驱动信号的占空比，从而使得所述飞跨电容的电压值稳定在预设值。
[0008]具体地，当所述飞跨电容的电压值大于所述预设值时，所述控制电路被配置为控制所述相位差减小，所述第一功率管的占空比减小，所述第二功率管的占空比增大；当所述飞跨电容的电压值小于所述预设值时，所述控制电路被配置为控制所述相位差增大，所述第一功率管的占空比增大，所述第二功率管的占空比减小。
[0009]具体地，所述占空比的变化量与所述相位差的变化量成正比。
[0010]具体地，所述占空比的变化量与所述相位差的变化量的比例系数为常数。
[0011]具体地，所述占空比的变化量与所述相位差的变化量的比例系数为与占空比有关的函数。
[0012]具体地，所述控制电路包括：
[0013]反馈补偿电路，被配置为对表征所述三电平直流
‑
直流变换器的输出信号的反馈信号和表征所述输出信号的期望值的基准信号的误差进行补偿以产生反馈补偿信号；
[0014]电容平衡电路，被配置为根据所述飞跨电容的电压值和所述预设值之间的误差调节所述第一功率管和第二功率管的驱动信号的相位差；
[0015]驱动电路，被配置为根据所述补偿信号和占空比调节信号产生控制所述三电平直流
‑
直流变换器中功率管的驱动信号，其中所述占空比调节信号根据所述相位差的变化量产生。
[0016]具体地，所述电容平衡电路包括：
[0017]电容补偿电路，被配置为根据所述飞跨电容的电压值和所述预设值之间的误差产生第一电容补偿信号，并根据所述第一电容补偿信号与偏置电压之和得到第二电容补偿信号；以及
[0018]锯齿波产生电路，被配置为根据开关周期和所述第二电容补偿信号产生周期等于所述开关周期且峰峰值相等的第一锯齿波信号和第二锯齿波信号。
[0019]具体地，所述第一电容补偿信号用以表征所述第一锯齿波信号和所述第二锯齿波信号之间的相位差的变化量。
[0020]具体地，所述偏置电压等于所述第一锯齿波信号的峰峰值的1/2。
[0021]具体地，所述电容补偿电路包括：
[0022]采样电路，被配置为获取表征所述飞跨电容的电压值的电容电压采样信号；
[0023]误差放大器，被配置为获取所述电容电压采样信号和表征所述预设值的参考信号之间的误差；
[0024]补偿网络，被配置为对所述误差进行补偿得到第一电容补偿信号；以及
[0025]偏置电路，被配置为获取所述第一电容补偿信号与所述偏置电压之和以产生所述第二电容补偿信号。
[0026]具体地，所述锯齿波产生电路包括：
[0027]第一锯齿波产生电路，被配置为产生周期与所述开关周期相等的第一时钟信号，并受控于所述第一时钟信号产生所述第一锯齿波信号；以及
[0028]第二锯齿波产生电路，被配置为将所述第一锯齿波信号与所述第二电容补偿信号比较以产生第二时钟信号，并根据所述第二时钟信号产生所述第二锯齿波信号，其中所述第一和第二锯齿波信号的峰峰值相同。
[0029]具体地，所述第二锯齿波产生电路包括：
[0030]时钟产生电路，被配置为根据第二电容补偿信号和所述第一时钟信号产生第二时钟信号，其中所述第二电容补偿信号用于调节所述第一时钟信号和所述第二时钟信号之间的相位差；以及
[0031]锯齿波发生器，受控于所述第二时钟信号以产生所述第二锯齿波信号，其中所述
第二锯齿波信号的周期与所述第二时钟信号的周期相同。
[0032]具体地，所述驱动电路包括：
[0033]第一驱动电路，被配置为根据第一补偿信号和第一锯齿波信号的比较结果产生第一驱动信号，以根据所述第一驱动信号来控制所述第一和第四功率管；以及
[0034]第二驱动电路，被配置为根据第二补偿信号和第二锯齿波信号的比较结果产生第二驱动信号，本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种三电平直流
‑
直流变换器的控制电路，所述三电平直流
‑
直流变换器包括串联连接在输入电压与参考地之间的第一至第四功率管以及连接在第一和第二功率管的公共节点与第三和第四功率管的公共节点之间的飞跨电容，其特征在于，所述控制电路被配置为：根据所述飞跨电容的电压值和预设值之间的误差调节所述第一功率管和第二功率管的驱动信号的相位差以及所述驱动信号的占空比，从而使得所述飞跨电容的电压值稳定在预设值。2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，当所述飞跨电容的电压值大于所述预设值时，所述控制电路被配置为控制所述相位差减小，所述第一功率管的占空比减小，所述第二功率管的占空比增大；当所述飞跨电容的电压值小于所述预设值时，所述控制电路被配置为控制所述相位差增大，所述第一功率管的占空比增大，所述第二功率管的占空比减小。3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述占空比的变化量与所述相位差的变化量成正比。4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，所述占空比的变化量与所述相位差的变化量的比例系数为常数。5.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，所述占空比的变化量与所述相位差的变化量的比例系数为与占空比有关的函数。6.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，包括：反馈补偿电路，被配置为对表征所述三电平直流
‑
直流变换器的输出信号的反馈信号和表征所述输出信号的期望值的基准信号的误差进行补偿以产生反馈补偿信号；电容平衡电路，被配置为根据所述飞跨电容的电压值和所述预设值之间的误差调节所述第一功率管和第二功率管的驱动信号的相位差；驱动电路，被配置为根据所述补偿信号和占空比调节信号产生控制所述三电平直流
‑
直流变换器中功率管的驱动信号，其中所述占空比调节信号根据所述相位差的变化量产生。7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述电容平衡电路包括：电容补偿电路，被配置为根据所述飞跨电容的电压值和所述预设值之间的误差产生第一电容补偿信号，并根据所述第一电容补偿信号与偏置电压之和得到第二电容补偿信号；以及锯齿波产生电路，被配置为根据开关周期和所述第二电容补偿信号产生周期等于所述开关周期且峰峰值相等的第一锯齿波信号和第二锯齿波信号。8.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述第一电容补偿信号用以表征所述第一锯齿波信号和所述第二锯齿波信号之间的相位差的变化量。9.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述偏置电压等于所述第一锯齿波信号的峰峰值的1/2。10.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述电容补偿电路包括：采样电路，被配置为获取表征所述飞跨电容的电压值的电容电压采样信号；误差放大器，被配置为获取所述电容电压采样信号和表征所述预设值的参考信号之间的误差；
补偿网络，被配置为对所述误差进行补偿得到第一电容补偿信号；以及偏置电路，被配置为获取所述第一电容补偿信号与所述偏置电压之和以产生所述第...

【专利技术属性】
技术研发人员：张帅，张望，
申请(专利权)人：南京矽力微电子技术有限公司，
类型：发明
国别省市：