一种实现全桥LLC变换器PWM-PFM复合控制的电路制造技术

一种实现全桥LLC变换器PWM

【技术实现步骤摘要】
一种实现全桥LLC变换器PWM
‑
PFM复合控制的电路


[0001]本技术涉及一种直流 (DC/DC)变换
，尤其是涉及一种实现全桥LLC变换器PWM
‑
PFM复合控制的电路。

技术介绍

[0002]全桥LLC谐振变换器由于原边MOS管实现了零电压开通(ZVS)，边整流二极管实现了零电流（ZCS），开关损耗小，整体效率高, 目前普遍用于直流充电桩电源，大功率通讯电源和车载充电电源（OBC）上。全桥LLC谐振变换器一般采用变频控制（PFM)）的工作模式，在轻载（空载）情况下需要把开关频率调整到很高，但由于磁芯元件和开关元件的限值，需要设置一个最高的开关频率，这样会导致轻载（空载）很难实现输出电压的稳定。目前一般会采取以下两种方法来实现轻载电压的稳定：1）电源的输出增加比较大的假负载，但存在着以下缺点：增加了损耗，降低了效率，同时电源的体积加大；2）采用打嗝控制的模式，但打嗝工作模式下电源存在输出电压纹波大，电源有噪声并且打嗝模式和正常带载模式切换比较困难等缺点。

技术实现思路

[0003]针对现有技术的不足之处，本技术提供一种实现全桥LLC变换器PWM
‑
PFM复合控制的电路，在轻载和空载条件下，变换器工作在PWM控制方式，不需要再增加很大的假负载，就能实现输出电压的稳定；在负载电流大时自动进入到变频控制（PFM）工作方式，提高了系统的效率，简化了磁芯元件的设计。
[0004]一种实现全桥LLC变换器PWM
‑
PFM复合控制的电路，包括电压调节器、开关频率电路、全桥移相芯片U3；全桥移相芯片U3包括时基电容接入端CT、时基电阻接入端RT、用于调节占空比Dy的EAP端、用于输出所述全桥LLC变换器中MOS管Q1～Q4的四个驱动信号的信号输出端，时基电容接入端CT连接有时基电容C3，时基电阻接入端RT、时基电容接入端CT、时基电容C3连成充放电电路；电压调节器包括运算放大器U1A，运算放大器U1A的输出端与EAP端以及开关频率电路相连接；所述开关频率电路，包括运算放大器U1B、稳压管ZD、运算放大器U2A，运算放大器U1B的输入负端与运算放大器U1A的输出端相连接，运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端相连接，并且，运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端之间连接有稳压管ZD；运算放大器U2的输出端连接有二极管D1，二极管D1的负端和运算放大器U2的输出端相连接，二极管D1的正端和时基电阻接入端RT相连接；全桥移相芯片U3在时基电阻的电流IRT达到最大时，根据运算放大器U1a的输出Vfb调节占空比Dy；所述运算放大器U1B的输入正端，用于设定轻载或空载工作在PWM模式和PFM工作模式下的切换阈值。
[0005]优选的，所述开关频率电路中还设置有用于限定电流IRT的最小值的电阻R10，所述电阻R10的一端接地，另一端和二极管D1的正端相连接。
[0006]优选的，所述运算放大器U2A的输出端与二极管D1的负端之间连接有电阻R9。
[0007]优选的，所述运算放大器U2A并联连接有电阻R8。
[0008]优选的，运算放大器U1B并联连接有电阻R6。
[0009]综上所述，本技术具有以下有益效果：
[0010]1：在轻载和空载条件下，变换器工作在PWM控制方式，不需要再增加很大的假负载，就能实现输出电压的稳定；在负载电流大时自动进入到变频控制（PFM）工作方式，提高了系统的效率，简化了磁芯元件的设计。
附图说明
[0011]图1为全桥LLC谐振变换器拓扑原理图；
[0012]图2为PFM工作模式下MOS管的驱动波形；
[0013]图3为UCC3895控制器的控制框图；
[0014]图4为全桥LLC变换器PFM和PWM复合工作模式的电路；
[0015]图5为PWM工作模式下MOS管的驱动波形。
具体实施方式
[0016]下面将结合附图，通过具体实施例对本技术作进一步说明。
[0017]实施例：一种实现全桥LLC变换器PWM
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PFM复合控制的电路，其中，全桥LLC变换器参见图1所示，包括H桥逆变器，H桥逆变器由MOS管Q1、Q2，Q3、Q4组成，MOS管Q1、Q2，Q3、Q4由驱动信号OUTA,OUTB,OUTC,OUTD控制，这些为现有技术，不再详述。
[0018]参见图4所示，该电路包括电压调节器、开关频率电路、全桥移相芯片U3；其中，全桥移相芯片U3包括时基电容接入端CT、时基电阻接入端RT、用于调节占空比Dy的EAP端、用于输出所述全桥LLC变换器中MOS管Q1～Q4的四个驱动信号的信号输出端，时基电容接入端CT连接有时基电容C3，时基电阻接入端RT、时基电容接入端CT、时基电容C3连成充放电电路。以附图3的全桥移相控制器UCC3895芯片为例，CT( 7脚)、RT(8脚)为控制器时基电容和时基电阻的接入端，控制器通过时基电容充放电工作，充放电电流与时基电阻电流成正比。当 RT 脚通过时基电阻接地时，时基电阻电流恒定，其数值为：
[0019][0020]此时同步控制器的工作周期由时基电阻和时基电容共同决定，周期为：
[0021][0022]因此改变时基电阻的电流I
RT
，就可以改变变换器的频率。I
RT
越小，充放电电流越小，芯片工作频率越低；I
RT
越大，充放电电流越大，芯片工作频率越高。
[0023]见图4所示，电压调节器包括运算放大器U1A，输出电压Vout通过电阻R1,R2的分压送到运算放大器U1A的输入负端（2脚），输出电压的设定基准连接到放大器U1A输入正端（3脚），运算放大器U1A的输出端与EAP端以及开关频率电路相连接；
[0024]所述开关频率电路，包括运算放大器U1B、稳压管ZD、运算放大器U2A，运算放大器U1B的输入负端与运算放大器U1A的输出端相连接，所述运算放大器U1B的输入正端，用于设定轻载或空载工作在PWM模式和PFM工作模式下的切换阈值，运算放大器U1B的输出端和运
算放大器U2A的输入负端相连接，并且，运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端之间连接有稳压管ZD；运算放大器U2的输出端连接有二极管D1，二极管D1的负端和运算放大器U2的输出端相连接，二极管D1的正端和时基电阻接入端RT相连接。
[0025]PWM
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PFM复合控制的原理如下：
[0026]由于某种原因（如负载变小或输入电压升高）引起输出电压Vout变高时，运算放大器U1a的输出Vfb减小，运算放大器U1B的输出Ub增大，运算放大器U2a的输出Uc减小，芯片U3的充放电电流I
RT
增大，芯片工作频率升高，从而使变换器的增益变小，输出电压OUTA,OUTB,OUTC,OUTD降低；上述的过程即为负载变小时PFM(变本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种实现全桥LLC变换器PWM
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PFM复合控制的电路，其特征在于，包括电压调节器、开关频率电路、全桥移相芯片U3；全桥移相芯片U3包括时基电容接入端CT、时基电阻接入端RT、用于调节占空比Dy的EAP端、用于输出所述全桥LLC变换器中MOS管Q1～Q4的四个驱动信号的信号输出端，时基电容接入端CT连接有时基电容C3，时基电阻接入端RT、时基电容接入端CT、时基电容C3连成充放电电路；电压调节器包括运算放大器U1A，运算放大器U1A的输出端与EAP端以及开关频率电路相连接；所述开关频率电路，包括运算放大器U1B、稳压管ZD、运算放大器U2A，运算放大器U1B的输入负端与运算放大器U1A的输出端相连接，运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端相连接，并且，运算放大器U1B的输出端和运算放大器U2A的输入负端之间连接有稳压管ZD；运算放大器U2的输出端连接有二极管D1，二极管D1的负端和运算放大器U2的输出端相连接，二极管D1的正端和时基电阻接入端RT相连接；全桥移相芯片U3在时基电阻的电流I
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【专利技术属性】
技术研发人员：姚晓武，
申请(专利权)人：浙江亚能能源科技有限公司，
类型：新型
国别省市：