具有增益控制功能的ΔΣ调制电路制造技术

具有增益控制功能的Δ∑调制电路配备：可变增益放大器；控制可变增益放大器的增益的控制单元；将可变增益放大器的输出作为输入的Δ∑调制器；以及将Δ∑调制器的输出作为输入的滤波电路。通过控制可变增益放大器的增益的控制单元，进行Δ∑调制器的增益控制。据此，动态范围不依赖于可变增益放大器的设定电平而变动，能够按照可变增益放大器的设定电平得到最佳动态范围。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及Δ∑调制电路，特别涉及具有按照可变增益放大器的设定电平得到最佳S/N的增益控制功能的Δ∑调制电路。
技术介绍
迄今，使用Δ∑调制器的系统为人们熟知。该系统使用在面向数字音响设备的A/D转换电路及D/A转换电路等中。作为上述系统，有在用可变增益放大器调节信号电平后将信号输入到Δ∑调制器的系统。进而，使用有下述的系统通过构成AGC(自动增益控制)电路，在将信号电平调整到适当的电平后，对信号进行Δ∑调制。作为第1现有例，图12表示使用了具有可变增益放大器的单级的1次Δ∑调制器的Δ∑调制电路的结构。外部信号首先输入到可变增益放大器1中。可变增益放大器1通过从DSP(数字信号处理电路)2输出的控制信号CS1，进行增益控制。1次Δ∑调制器3包括从可变增益放大器1的输出信号X减去反馈参考电平(+VREF或者-VREF)的加减法器8；将加减法器8的输出信号作为输入的积分器9；将该积分器9的输出量子化成规定位的量子化器6；以及从该量子化器6的数字输出信号Y生成上述反馈参考电平的电平固定反馈电路31。此外，积分电路5由积分器9与加减法器8构成。Δ∑调制器3的输出信号Y输入到滤波电路4，取出必要的信号带。再有，在图12中，符号Q表示在量子化器6的前后发生的量子化误差。在这样的Δ∑调制电路中，为了降低包含在Δ∑调制器3的输出信号Y中的噪声成分，使用将Δ∑调制器3的增益缩小到1/A(A是大于1的任意的数值)的方法。这是考虑了图12的Δ∑调制器3对输入信号X的振幅电平具有图13所示的噪声特性的结果。图13的曲线表示输出信号Y的振幅电平包含的量子化噪声电平对Δ∑调制器3中的输入信号X的振幅电平的特性。如图13所示，在Δ∑调制器3中，当向Δ∑调制器3的输入信号X的振幅电平接近反馈参考电平VREF时，成为输出信号Y的振幅电平包含的量子化噪声电平增大的状态，称这种状态为「过载」状态。因此，设定反馈参考电平的值，使得输入信号X的正负最大振幅电平对正负反馈参考电平(±VREF)成为1/A。例如，在过载电平是0.8VREF、输入信号X的振幅电平的最大值是XMAX的情况下，设定如下。VREF＝XMAX÷0.8＝1.25·XMAX(1)这种情况下，Δ∑调制器3的增益(1/A)成为以下的值。XMAX÷(1.25·XMAX)＝0.8 (2)这样，使Δ∑调制器3的增益缩小到1/A，防止成为过载状态。但另一方面，通过在后级的滤波电路4中给予增益A(称为比例系数)，能够补偿在Δ∑调制器3中被限制的增益。通过进行这样的比例换算，能够有效地降低噪声。在式(1)、(2)的例子中，比例系数为A＝1.25。可变增益放大器1通过来自DSP2的控制信号CS1，能够设定任意的增益。在这里，作为例子，考虑设可变增益放大器1的输入信号振幅电平的最大值为VMAX、可变增益放大器1的增益为Ga、比例系数为Aa的情况。这时，当设向Δ∑调制器3的输入信号X的振幅电平的最大值为XMAX时，则XMAX＝VMAX·Ga当设比例系数为A时，图12所示的Δ∑调制器3的输出信号Y的振幅电平，能够用以下的传递函数表示。Y＝XMAX/Aa+(1-Z-1)Q＝VMAX·Ga/Aa+(1-Z-1)Q (3)此外，滤波电路4的输出Dout表述为下述函数。Dout＝Y·Aa＝VMAX·Ga+(1-Z-1)Q·Aa (4)从式(4)的结果可知，包含在Δ∑调制器3的输出信号中的量子化噪声正比于比例系数Aa。因此，为了减小量子化噪声，需要将比例系数Aa尽量设定地小。在图12中，将Δ∑调制器3的比例系数设定为即使输入到Δ∑调制器3的最大信号振幅电平，即，VMAX·Ga的信号输入Δ∑调制器3，也不会成为过载状态。作为第2现有例，图14表示使用了具有AGC电路的单级的1次Δ∑调制器3的A/D转换电路的方框图。该A/D转换电路包括AGC电路12、Δ∑调制器3及数字滤波电路13。外部模拟输入信号首先输入到AGC电路12。AGC电路12包括以模拟信号为输入、通过控制信号CS5使放大率变化的可变增益放大器1；检测并输出可变增益放大器1的输出信号的振幅的电平检测电路15；输出基准电平的基准电平发生器16；以及比较器14，将电平检测电路15的输出与基准电平进行比较，按照该比较结果输出向可变增益放大器1的控制信号CS5。据此，即使在模拟输入信号的电平发生变化时，AGC电路12也具有将信号电平的峰值保持在±V1从可变增益放大器1输出的功能。1次Δ∑调制器3包括从AGC电路12的输出信号减去反馈参考电平(+VREF或者-VREF)的加减法器8；以加减法器8的输出信号作为输入的积分器9；将该积分器9的输出量子化成1位数字信号的量子化器6；以及固定反馈电路31，从该量子化器6的数字输出信号Y生成上述反馈参考电平。积分电路5由积分器9与加减法器8构成。电平固定反馈电路31用1位DA转换器构成。Δ∑调制器3的1位输出信号Y作为数字符号输入到数字滤波电路13中，取出与模拟输入信号成分相当的低频成分，而且，转换成规定位数的数字数据。上述Δ∑调制型A/D转换电路的比例系数设定为A(A是大于1的任意的数值)。在这里，如上所述，通过设定反馈参考电平的大小，比例系数A实现AGC电路12的输出保持电平对反馈参考电平成为1/A。此外，数字滤波电路13的增益A能够通过使其增益保持在该脉冲响应系数来实现。再有，在图14中，符号Q表示在量子化器6的前后发生的量子化误差。在图14中，按照AGC电路12的输出所必需的动态范围决定AGC电路12的输出保持电平。因此，大多切换使用多个保持振幅电平。在配备了上述AGC电路12的输出保持振幅电平切换功能的Δ∑调制A/D转换电路的情况下，Δ∑调制器3的反馈参考电平，即，比例系数A被设定为与AGC电路12的输出保持电平的最大值一致，使之不成为过载状态。专利文献1特开平08-018457号公报在使用了作为第1现有例的图12所示的具有可变增益放大器的单级1次Δ∑调制器3的Δ∑调制电路中，考虑将可变增益放大器1的增益切换为Ga、Gb、Gc的情况。Δ∑调制器3的比例系数A被设定成与作为输入信号X的振幅电平的最大值的VMAX·Ga一致，当将该值设为Aa固定时，滤波电路4对3个增益设定Ga、Gb、Gc的输出Dout，用下述函数表示。首先，当将1次Δ∑调制器3的输出分别设为Ya、Yb、Yc时，则Ya＝VMAX·Ga/Aa+(1-Z-1)Q (5)Yb＝VMAX·Gb/Aa+(1-Z-1)Q (6)Yc＝VMAX·Gc/Aa+(1-Z-1)Q (7)当将滤波电路4的输出分别设为Douta、Doutb、Doutc时，则Douta＝VMAX·Ga+(1-Z-1)Q·Aa (8)Doutb＝VMAX·Gb+(1-Z-1)Q·Aa (9)Doutc＝VMAX·Gc+(1-Z-1)Q·Aa (10)比较式(8)～(10)，尽管信号成分中的增益设定Ga～Gc不同，但作为量子化噪声成分的(1-Z-1)Q·Aa是恒定的。这种情况示于图15。图15表示输出信号Y的振幅电平及包含在输出信号Y的振幅电平中的噪声电平对Δ∑调制器3的输入信号X的振幅电平的关系。由图可知，通过使可变增益放大器1的增益从Ga下降到Gb、Gc，由本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种具有增益控制功能的Δ∑调制电路，其特征在于：　　　　配备：可变增益放大器、控制上述可变增益放大器的增益的控制单元、以及增益可变的Δ∑调制器，通过上述控制单元进行上述Δ∑调制器的增益控制。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：犬饲文人，
申请(专利权)人：松下电器产业株式会社，
类型：发明
国别省市：JP[日本]