一种双向串联谐振变换器及其改进间歇正弦调制方法技术

本发明专利技术公开了一种双向串联谐振变换器及其改进间歇正弦调制方法。其中主电路包括开关网络、LC串联谐振网络和理想变压器，理想变压器的匝比为n：1，原边和副边的两个所述开关网络均为全桥网络，原边、副边均由四个MOS管组成；原边的全桥端口连接所述LC串联谐振网络，谐振电感为Lr，谐振电容为Cr。在开关周期中加入了脉冲控制，调制方法的每个开关周期包含一个正弦调制谐振周期和一个电流可控性的间歇周期，该调制方法不仅具有零电流开通关断、零回流功率的正弦调制优势，还实现了宽功率范围的线性功率调节，电压增益可以实现升压和降压，具有很宽的工作范围，同时功率损耗也与开关频率成正比，使效率与负载无关，可以实现能量的高效传输。量的高效传输。量的高效传输。

【技术实现步骤摘要】
一种双向串联谐振变换器及其改进间歇正弦调制方法


[0001]本专利技术涉及电力电子领域的开关电源
，具体涉及一种双向串联谐振变换器及其改进间歇正弦调制方法。

技术介绍

[0002]不断加剧的环境污染问题以及诸如煤炭、石油和天然气等传统能源的短缺问题日益突出，大力开发和利用可再生能源、改善能源结构成为各领域、各行业的迫切需求。因此，新能源汽车逐渐成为研究热门。电池能量系统是稳定能量传递的短期或长期的能量缓冲器。在电池能量系统中，双向DC
‑
DC变换器是必不可少的，它连接高压直流母线，对电池进行充电和放电。
[0003]双向DC
‑
DC变换器能够实现能量的双向流动。目前，双向串联谐振变换器由于其软开关、功率密度高、可靠性高等特点广泛应用于锂离子电池的充放电中。但是在典型的锂离子电池充放电曲线中，电池电压范围从2.7V的放电截止值到4.2V的充电阈值。因此，期望DC
‑
DC变换器具有宽的电压增益范围。此外，DC
‑
DC变换器要在重载条件和轻载条件下实现高传输效率来保证电池的充电过程。目前主要的控制方法有以下几种：
[0004](1)变频调制(VFM)可以在逆变器零电压开关(ZVS)和整流器零电流开关(ZCS)的同时调节输出功率。但是，变频控制时只能作为Buck变换器工作，导致工作范围受限。
[0005](2)移相调制(PSM)可以在较宽的电压增益范围内实现功率调节，但存在较大的循环电流，回流功率增大导通损失。
[0006](3)变频调制和相移调制的混合调制方案(VFM+PSM)，其方法在较宽的电压增益范围内实现功率调节并实现软开关。但是，这种方法可同样存在较大的循环电流。
[0007](4)间歇调制，如burst控制和脉冲密度调制(PDM)等，这个控制方法可以实现软开关，显著降低了开关损耗。但是，同样该方法只能作为Buck变换器工作，导致工作范围受限。
[0008]因此，需要一种能够同时满足适用于宽电压范围，所有MOS管实现软开关，轻载工况好，电压波纹小，控制设计简单，且有较好的动态响应性能的双向谐振变换器的控制方法。

技术实现思路

[0009]本专利技术的目的是提供一种改进的双向串联谐振变换器，并提供一种改进的新型间歇正弦调制方法，使双向串联谐振变换器具有零电流开通关断、零回流功率的正弦调制优势，进一步实现宽功率范围的线性功率调节，电压增益可以实现升压和降压，同时功率损耗也与开关频率成正比，使效率与负载无关，实现能量的高效传输。
[0010]根据本专利技术的一个方面本专利技术提供一种双向串联谐振变换器，所述双向串联谐振变换器包括主电路和控制电路，所述主电路包括开关网络、LC串联谐振网络和理想变压器，所述理想变压器的匝比为n：1，原边和副边的两个所述开关网络均为全桥网络，原边、副边均由四个MOS管组成；原边的全桥端口连接所述LC串联谐振网络，谐振电感为Lr，谐振电容
为Cr；
[0011]所述双向串联谐振变换器中：
[0012]原边的电压V
dc1
的正极同时与MOS管S1和MOS管S3的漏极相连，电压V
dc1
的负极同时与MOS管S2和MOS管S4的源极相连，MOS管S1的源极和MOS管S2的漏极同时与谐振电容C
r
的一端相连，谐振电容C
r
的另一端与谐振电感L
r
的一端相连，谐振电感L
r
的另一端与理想变压器正极相连，理想变压器负极与MOS管S3的源极和MOS管S4的漏极相连；
[0013]副边的正极与MOS管S5的源极和MOS管S6的漏极相连，副边的负极与MOS管S7的源极和MOS管S8的漏极相连，MOS管S5和MOS管S7的漏极与电压V
dc2
的正极连在一起，MOS管S6和MOS管S8的源极与电压V
dc2
的负极相连；
[0014]控制电路包括：以DSP为核心的控制器、驱动电路和ADC运放电路；控制器用于产生PWM驱动信号，驱动电路用于接收所述PWM驱动信号，并为所述主电路的所有MOS管提供驱动电压，ADC运放电路用于采集电压电流信息并传输到控制器。
[0015]进一步地，所述MOS管是存在反并联体二极管和漏源极寄生电容的功率开关管。
[0016]根据本专利技术的另一个方面，还提供一种双向串联谐振变换器的改进间歇正弦调制方法，所述改进间歇正弦调制方法包括：
[0017]根据能量流动方向和电压增益，双向串联谐振变换器的工作模式包括以下四种模式：
[0018](1)正向
‑
降压模式，V
dc1
>nV
dc2
)：能量从V
dc1
流向V
dc2
，其中，n表示变压器原边和副边的匝数比；
[0019](2)正向
‑
升压模式，V
dc1
<nV
dc2
：能量从V
dc1
流向V
dc2
；
[0020](3)反向
‑
升压模式，V
dc1
>nV
dc2
：能量从V
dc2
流向V
dc1
；
[0021](4)反向
‑
降压模式，V
dc1
<nV
dc2
：能量从V
dc2
流向V
dc1
；
[0022]正向
‑
降压模式和正向
‑
升压模式分别是反向
‑
升压模式和反向
‑
降压模式的对偶性，正半周和负半周是对称的。
[0023]进一步地，所述正向
‑
降压模式在半个周期内包括三个典型阶段：
[0024]模态1，t0≤t<t1：充电阶段；这一阶段从t0时刻开始，S1、S4、S8被打开，S5从上一时刻开通，V
dc1
对V
dc2
进行充电，i
r
从零以正弦波形上升，向LC谐振槽和V
dc2
充电，当i
r
再次达到0时，该阶段在t1＝T
r
/2结束，T
r
为谐振周期；
[0025]模态2，t1≤t<t2：循环阶段；在t1时刻，S1、S5、S8关闭，S2、S6、S7导通，由于i
r
在t1处为零，所以所有的开关都实现了零电流开通和关断(ZCS
‑
ON/OFF)，v
ab
很小,v
cd
反向为
‑
V
dc2
，谐振槽给V
dc2
充电，当i...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种双向串联谐振变换器，所述双向串联谐振变换器包括主电路和控制电路，其特征在于：所述主电路包括开关网络、LC串联谐振网络和理想变压器，所述理想变压器的匝比为n：1；原边和副边的两个所述开关网络均为全桥网络，原边、副边均由四个MOS管组成；原边的全桥端口连接所述LC串联谐振网络，谐振电感为Lr，谐振电容为Cr；所述双向串联谐振变换器中：原边的电压V
dc1
的正极同时与MOS管S1和MOS管S3的漏极相连，电压V
dc1
的负极同时与MOS管S2和MOS管S4的源极相连，MOS管S1的源极和MOS管S2的漏极同时与谐振电容C
r
的一端相连，谐振电容C
r
的另一端与谐振电感L
r
的一端相连，谐振电感L
r
的另一端与理想变压器正极相连，理想变压器负极与MOS管S3的源极和MOS管S4的漏极相连；副边的正极与MOS管S5的源极和MOS管S6的漏极相连，副边的负极与MOS管S7的源极和MOS管S8的漏极相连，MOS管S5和MOS管S7的漏极与电压V
dc2
的正极连在一起，MOS管S6和MOS管S8的源极与电压V
dc2
的负极相连；控制电路包括：以DSP为核心的控制器、驱动电路和ADC运放电路；控制器用于产生PWM驱动信号，驱动电路用于接收所述PWM驱动信号，并为所述主电路的所有MOS管提供驱动电压，ADC运放电路用于采集电压电流信息并传输到控制器。2.如权利要求1所述的一种双向串联谐振变换器，其特征在于，所述MOS管是存在反并联体二极管和漏源极寄生电容的功率开关管。3.一种双向串联谐振变换器的改进间歇正弦调制方法，用于控制如权利要求1
‑
2任一所述的一种双向串联谐振变换器，其特征在于，所述改进间歇正弦调制方法包括：根据能量流动方向和电压增益，双向串联谐振变换器的工作模式包括以下四种模式：(1)正向
‑
降压模式，V
dc1
>nV
dc2
：能量从V
dc1
流向V
dc2
，其中，n表示变压器原边和副边的匝数比；(2)正向
‑
升压模式，V
dc1
<nV
dc2
：能量从V
dc1
流向V
dc2
；(3)反向
‑
升压模式，V
dc1
>nV
dc2
：能量从V
dc2
流向V
dc1
；(4)反向
‑
降压模式，V
dc1
<nV
dc2
：能量从V
dc2
流向V
dc1
；正向
‑
降压模式和正向
‑
升压模式分别是反向
‑
升压模式和反向
‑
降压模式的对偶性，正半周和负半周是对称的。4.如权利要求3所述的一种双向串联谐振变换器的改进间歇正弦调制方法，其特征在于，所述正向
‑
降压模式在半个周期内包括三个典型阶段：模态1：t0≤t<t1，充电阶段；这一阶段从t0时刻开始，S1、S4、...

【专利技术属性】
技术研发人员：谢非，方支剑，董翰林，岳浩江，夏远庚，
申请(专利权)人：中国地质大学武汉，
类型：发明
国别省市：