一种控制开关电源控制电路制造技术

本发明专利技术公开了一种电流峰值调制装置，与以往技术不同的是，该装置在电流反馈回路中添加了一个高通滤波器用来滤除电流反馈信号中的低频部分，从而提高电路在低电压下的负载能力并且在高频下缩短了负载变化的相应时间。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及一种控制开关电源控制电路，特别是一种峰值电流模式控制的直流控制开关电源控制电路。
技术介绍
直流控制开关电源控制电路主要包括脉冲宽度调制(Pulse-width Modulation，以下简称脉宽调制或PWM)比较器、控制开关及输出LC电路，所述PWM比较器用于比较其输入端的输入信号产生不同占空比的方波信号，这些PWM比较器产生的方波信号用于驱动控制开关的闭合与关断，因此，这些PWM方波信号也可以叫做PWM脉冲关断时刻，所述控制开关用于在其闭合时将输入电压接入LC电路，在其关断时，切断输入电压与LC电路的连接并释放LC电路的能量，所述LC电路包括与控制开关连接的电感和与所述电感串联的电容，所述电感和电容的连接节点的节点电压被用作输出电压。所述直流控制开关电源控制电路的基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化或外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节控制开关的导通脉冲宽度，使得控制开关电源控制电路的输出电压或电流等被控制信号稳定。由于直流控制开关电源控制电路的关键在于控制开关的导通脉冲宽度的控制，因此该控制电路也被叫做脉宽调制(PWM)控制电路。现有技术中存在多种反馈控制模式来控制PWM，其中就有一种为峰值电流模式控制(Peak Current Mode Control)PWM。图1和2分别示出了一种现有峰值电流模式控制脉宽调制(PWM)的控制电路。如图1示出了其一种实施例，所述脉宽调制(PWM)控制电路包括误差放大器(Error Amplifier)10、三角波发生器(Ramp Generator)20、PWM比较器30、逻辑驱动单元40、控制开关50、串联的输出电感60和输出电容70、反馈放大器80、分压电路90。所述误差放大器(Error Amplifier)10的正向输入端输入一参考电压Vref，也可以叫做基准电压，反向输入端输入将输出电压Vout分压得到的反馈电压VFB，所述误差放大器10将反馈电压VFB和基准电压Vref比较并将比较结果进行适当放大以输出电压VEA。所述三角波发生器20用于产生稳定的三角波信号。所述PWM比较器的正向输入端输入所述三角波信号，其反向输入端输入所述输出电压VEA与反馈电流电压VIFB合成的合成电压V∑，所述反馈电流电压VIFB反映输出电感60电流峰值的变化，所述PWM比较器用于将三角波与合成电压V∑进行比较以输出一定占空比的方波信号，也就是所述控制开关50的关断时刻。所述PWM比较器的工作原理具体请参考图4，当三角波信号电位高于合成电压V∑电位的时候输出一个高电平信号，当三角波信号电位低于的合成电压V∑电位的时候输出一个低电平信号。通过调整合成电压V∑的电位高低就可以调整输出方波的占空比，也就是调整了控制开关50的关断时刻，进而控制PWM控制电路的输出电压Vout。所述控制开关50由一个PMOS管、一个NMOS管组成，所述PMOS管和NMOS管的栅极分别与逻辑驱动单元40相连，所述PMOS管的源极与输入电压Vin连接，所述NMOS管的源极与地连接，所述PMOS管与NMOS管的漏极连接并作为控制开关50的输出端与输出电感60相连，与输出电感60串联的输出电容70的另一端接地，输出电感60与输出电容70的连接节点的电压被引作PWM控制电路的输出电压Vout，所述输出电压Vout经过分压电路90得到前述反馈电压VFB。所述分压电路90由串联在输出电压Vout和地之间的第一分压电阻和第二分压电阻组成，所述第一分压电阻和第二分压电阻的中间节点电压作为反馈电压VFB。所述逻辑驱动单元40接收所述PWM比较器的方波信号并将其分为两路，一路送给PMOS管的栅极作为开关信号，另一路经过一定的延时送给NMOS管的栅极作为开关信号。前述反馈电流电压VIFB是将输入电压Vin减去控制开关50和输出电感60的中间节点电压后再经过由控制开关50的PMOS管控制的开关采集后再经过放大器80适当放大得到。前述反馈电流电压VIFB的计算公式为VIFB＝α*(Vin-(Vin-i*RPMOS))＝α*i*RPMOS其中α为放大器80的放大系数，i为输出电感60电流，RPMOS为PMOS管的等效电阻值。由公式可以看出反馈电流电压VIFB反映了输出电感电流峰值的变化。当输入电压Vin变化或外接负载变化的情况下，所述反馈电压VFB可能产生波动，误差放大器10将波动的反馈电压VFB与基准电压Vref比较并将比较结果进行适当放大以调整输出电压VEA，从而调整合成电压V∑的电位高低以控制输出方波的占空比，调整了控制开关50的关断时刻，进而控制PWM控制电路的输出电压Vout收敛于一个基准值，此时反馈电压VFB与基准电压Vref之间的差为零，因此，这个输出电压Vout的基准值与基准电压Vref直接相关。在图1所示的PWM控制电路的方波的占空比由误差放大器10的输出电压VEA和反映输出电感60电流峰值变化的反馈电流电压VIFB的合成电压V∑决定。因此，峰值电流模式控制PWM控制电路是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控此功率输出级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输入电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。图2所示的峰值电流模式控制PWM控制电路的另外一个实施例，其和图1所示PWM控制电路的不同之处在于，反映输出电感60电流峰值变化的反馈电流电压VIFB不是和误差放大器10的输出电压VEA组成合成电压V′∑，而是和三角波发生器20产生的三角波信号组成为其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号，并将合成波形信号输入PWM比较器的正向输入端，而误差放大器10的输出电压VEA直接输入PWM比较器的反向输入端。图2所示和图1所示的PWM控制电路的工作原理相同，再此容不赘述。峰值电流模式控制使PWM控制电路成为一个单一极点系统，还有一个好处就是方便进行补偿。但是直接引用电流作为反馈信号会造成以下两个方面的影响1.在负载能力上。在连续电流模式(Continue Current Mode)下，控制开关50的驱动信号的占空比(D＝Vout/Vin)理论上是一个恒定的值，为了获得一个恒定的D值，误差放大器10的输出电压VEA必须随着流过输出电感60的电流的变化而变化。而当加载一个大的负载时，流过输出电感60的电流会增大，而误差放大器10的输出电压VEA也就需要随之增大，然而误差放大器10的输出电压VEA的取值受到输入电压Vin的限制必须限定在一定范围内，因此，当负载大于一定范围时，需要的误差放大器10的输出电压VEA的取值就可能超出其取值范围。这样，峰值电流模式下的PWM控制电路的负载能力就会很有限。2.在负载响应速度方面。正如在1中讨论的一样，误差放大器的输出电压VEA需要与流过输出电感60的负载电流相适应。当负载快速变化时，也就是说在负载电流变化时，误差放大器的输出电压VEA的响应时间就会因为输出电压VEA取值变化幅度增大而增加，再输出电压VEA响应时其会产生强烈的向上过冲和向下过冲。因此，亟待出现一种负载能力强且响应速本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种控制开关电源控制电路，其包括：输出ＬＣ电路，其包括串联的输出电感和电容，输出电容的另一端接地，所述输出电感和电容的连接节点的节点电压被用作输出电压Ｖ↓［ｏｕｔ］；控制开关，其具有与输入电压Ｖ↓［ｉｎ］连接的电源连接端、与 地连接的接地连接端、与输出电感连接的输出端及用于控制所述控制开关开启或关断的控制端，所述控制开关用于在其开启时将输入电压Ｖ↓［ｉｎ］输送给输出ＬＣ电路以给输出ＬＣ电路充电，所述控制开关还用于在其关断时切断输入电压Ｖ↓［ｉｎ］和输出ＬＣ电路的连接并给其放电；误差放大器，其一输入端输入参考电压Ｖ↓［ｒｅｆ］，另一输入端输入将输出电压Ｖ↓［ｏｕｔ］分压得到的反馈电压Ｖ↓［ＦＢ］，所述误差放大器用于将所述反馈电压Ｖ↓［ＦＢ］和所述基准电压Ｖ↓［ｒｅｆ］相减并将差值放大，以输出 误差电压Ｖ↓［ＥＡ］；三角波发生器，用于产生稳定的三角波信号；脉宽调制比较器，其一输入端输入所述三角波信号，其另一输入端输入由误差电压Ｖ↓［ＥＡ］与反映输出电感电流变化的反馈电流电压Ｖ↓［ＩＦＢ］合成的合成电压Ｖ↓［∑］，或 者其一输入端输入所述三角波信号与反映输出电感电流变化的反馈电流电压Ｖ↓［ＩＦＢ］的合成电压Ｖ′↓［∑］，其另一输入端输入误差电压Ｖ↓［ＥＡ］，脉宽调制比较器用于将三角波与合成电压Ｖ′↓［∑］进行比较或者用于将误差电压Ｖ↓［ＥＡ］与合成电压Ｖ′↓［∑］进行比较以输出所述控制开关的开启和关断的开关控制信号给所述控制开关的控制端；其特征在于，所述控制电路还包括有高通滤波器，其用于滤除掉反馈电流电压Ｖ↓［ＩＦＢ］中反映输出电感电流中的低频分量部分，使反馈电流电压Ｖ↓［ＩＦＢ］ 仅仅反映输出电感电流的高频分量。...

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：尹航，
申请(专利权)人：北京中星微电子有限公司，
类型：发明
国别省市：11[中国|北京]