波形因子改进和电磁干扰降低的次谐振串联谐振换能器制造技术

一种提供改进的波形因子和效率，以及降低电磁干扰ＥＭＩ的改进次谐振换能器。整个储能电路包括至少一个串联的第一电感器和第一电容器，与负载电路并联的第二电容器和用来提供升压能力的第二电感器。除了减小负载电路的ｄｖ／ｄｔ值以外，第二个电容器可以减小供电电流的波形因子，以及缩短该电流周期中负值部分，降低与导通时电流的快速上升有关的电磁干扰ＥＭＩ。（*该技术在2018年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】
本专利技术涉及次谐振串联谐振换能器(即，工作在低于换能器谐振频率的转换频率范围的串联谐振换能器)，尤其涉及具有减小电磁干扰(EMI)和提高效率的负载-耦合储能元件的换能器。谐振换能器通常被定义为一种其中直流DC电源或者整流后的交流AC电源，穿过串联和/或并联的两个或更多个电抗性元件(储能电路)和其中通过变换开关频率来控制输出功率的输出耦合电路而被开关的换能器。在设计换能器电路时要考虑的两个参数是，电磁干扰(EMI)和影响工作效率的传导电流的波形因子。电磁干扰EMI通常是由于储能电路或输出电路中电流的急剧上升或下降引起的，并且如果能避免同接收机和其它电子设备间的所不期望的干扰，就可以使EMI达到最小。波形因子，定义为电流波形平均值的均方根或rms值，用于定性估价换能器中的传导损耗。纯正弦波电流，其波形因子为1.11，在效率的角度被认为是理想的波形。最简单的谐振换能拓扑结构是两元件串联换能器，其中储能电路包括一个电容器和一个电感器的串联组合。这种拓扑结构，如附图说明图1所述，因为其高效率，软开关，以及对诸如绝缘栅型双极性晶体管(IGBTs)之类的高功率开关设备在高于硬件转换的PWM的工作频率时的有效利用，而十分有益。术语“软开关”通常适用于下面所说明的，工作在零电压或零电流开关状态的电路。具体参见图1，串联的储能元件C1和L2，中间经过输入EMI滤波器，旁路电容器C4和C5，以及高功率IGBTs Q1和Q2，跨接一直流DC电源。储能电路在电容器C1的阻抗等于电感器L2的阻抗时的频率处，具有单一的谐振峰。IGBTs Q1和Q2以某一受控的开关频率被交换偏置为导通和截止，以对储能电路进行交流激励。变压器T1通过全波桥式整流器CR2，旁路电容器C6，和输出EMI滤波器，将储能电路感性地耦合到直流DC负载。在所说明的实施例中，旁路电容器C4，C5和C6应至少具有阻抗小于储能电容器C1的阻抗的幅值顺序，此时假设变压器T1的匝数比是1∶1，因此不会对换能器的性能产生很大的影响。当图1所示的换能器工作在高于谐振峰的开关频率时，即工作在过谐振频率，负载电流随着频率的增加单调减小。尽管每一个IGBT在截止时会中断大的前向电流，然而在导通时IGBT两端没有前向电压。这样，过谐振模式就实现了通常所谓的零电压开关。尽管过谐振模式通常适用于能快速截止，且有很小的开关损失的功率MOSFETs，但是它容易产生EMI，并且在工作频率远高于声频(即20KHz)时，不适用于诸如IGBTs的慢速截止设备。当换能器工作在低于谐振峰的开关频率时，即工作在次谐振频率，负载电流随着频率的减小而单调减小。在这种模式中，经过一导通的IGBT的电流，在被截止之前，反向流经反并联或空程(freewheeling)二极管，就使得通过此IGBT的电流在其它的IGBT被导通之前能够被充分转换。这样次谐振模式就实现了通常所谓的零电流开关。这种最初与SCR一起使用的模式，非常适用于诸如IGBTs的，速度比MOSFETs慢的现代功率设备。不考虑换能器的模式，一般要避免工作在或者接近于谐振峰，这是由于接近谐振状态时的输出控制灵敏度一般很高，并且在谐振状态的操作会对重负载产生击穿现象。另外，太接近谐振状态的操作，对于诸如IGBTs之类的慢速设备，会由于其截止恢复时间不足而产生问题。但是，接近于谐振状态的操作的优点是可以获得接近于正弦波的波形因子，从而减小传导损耗。如上所述，本专利技术的目标只是工作在次谐振开关频率的换能器。因此，下面的讨论将被限制在次谐振换能器的拓扑结构，以及提出的各种用于提高性能或增加功能的设计改进。图2描述了具有与变压器T1的初级线圈并联的附加的第三个储能元件，电感器L3的换能器。附加的电感器L3提供升压功能，允许换能器的输出电压大于其输入电压。另外，当负载是轻负载或断路时，电感器L3用于使主谐振峰向低频方向移动。在断路在极端情况下，谐振峰由串联的电容器C1、电感器L2和电感器L3决定。在另一种极端情况(电路负载短路)下，谐振峰由串联的电容器C1和电感器L2决定，如在图1所示的换能器中。图3说明了与图2中的三元件谐振换能器相比较的图1中的两元件谐振换能器的功率转换特性。调整具体元件的取值，以使得进行比较的两个换能器大致具有相同的功率输出能力。选择图2中电感器L3的值，可使其对交流AC输入实现中的最高功率因子提供近于最佳的升压作用。另外，两个换能器都工作在不超过主谐振峰值60％的开关频率范围。这样限制工作频率，可以确保零电流软开关和在宽负载电压范围内的良好操作。一种不利的方面是传导电流的波形因子大于最佳值，尤其是在功率转换设备中。对四个不同工作频率状态的性能进行比较；最高频率是150KHz，最低频率为10KHz。在整个工作范围内的控制是单调的。图2所示的换能器具有通常与宽频率范围内的操作相关的缺点—困难的变压器设计，声频噪声，以及需要大的输入和输出滤波器。另外，尽管图3中没有显示控制异常现象，但是大多数物理过程并不是完全单调的。这常常在低工作频率时，由于变压器T1的芯子饱和而导致。图1和图2中的换能器都具有低的转换损失，流经转换设备的低的 值，以及因而所具有的弱电磁干扰(EMI)等优点。但是这些电路会对变压器T1的两端产生高的 。熟悉本技术的人员都知道，通过在变压器次级线圈的每一端与地之间连接小的电容器，可以，或许很有效地，减小两种微分值和公共模式 。另一方面，在变压器T1的初级线圈和/或次级线圈跨接并联小电容器，可以在不严重影响电路其它性能的情况下，减小 值。图4说明了另外包括与储能电容器C1并联的电感器L1的四元件谐振电路。类似的拓扑结构已由Sakakibara等在U.S.Patent4,679,129提出，而且最近，由Beyerlein等在U.S.Patent 5,504,668提出。并联的电感器L1和电容器C1在储能电路的功率转换函数中，形成一个独立的，或者不可移动的零负载项。在次谐振工作模式中，该零点的频率精确地确定了换能器输出降为零的最小工作频率。Sakakibara等人利用该并联储能电路在或者是仅大于20KHz处形成零点，以消除声频噪声。图5说明了现有技术中另外两种与电源电压和转换晶体管的设置有关的拓扑结构的变形。对于电源电压，图1，图2和图4中的换能器被说明为采用直流DC电源供电，而图5中的换能器则采用交流AC电源供电，并因而包括一个输入全波桥式整流器电路CR1。选择合适的电感器L3的值，在没有实际谐波控制时，交流输出电路具有高的功率因子，大于0.98。另外，已证明，即当实际对工作频率进行控制时，在扩展的范围内，功率因子可以更高，大于0.99。对于开关晶体管的设置，图1，图2和图4中的换能器采用通常所谓的半波桥式电路，其中一对晶体管交替地被偏置为导通，而且该储能电路通过一对旁路电容器C4和C5，耦合到电源。另一方面，如图5所示，换能器可以采用一个具有旁路电容器(C5)的全波晶体管桥式电路(IGBTs Q1～Q4)。通常，全波晶体管桥式结构与上述参考附图1,2和4的半波结构相仿，只是桥式晶体管Q1/Q4和Q2/Q3成对地被偏置为导通或者截止。本专利技术的目标是一种保留通常与简单串联谐振换能器相关的优点，同时还提供改进的波形因子和降本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种用于从单极性电源向负载电路供电流的谐振换能器，包括一个耦合到该负载电路的谐振储能电路，而且包括确定所述储能电路的主谐振频率的谐振储能元件，和一个包括用于从电源向储能电路供电流的交替激励开关设备的桥式转换器电路，其改进在于：桥式转换器 电路中的开关设备，在小于所述储能电路主谐振频率的开关频率被激励，从而使得在所述储能电路中电流包括一个正值区间，在此期间，电流经被激励的转换设备流入储能电路，随后有一个负值区间，在此期间，储能电路中的电流反向流经对所述被激励的开关设备进行分流的反并联二极管；以及所述谐振储能元件包括一个串联的储能电感器和电容器，一个与所述储能电容器和电感器串联的附加电容器，一个与所述附加电容器并联的升压电感器，负载也与所述附加电容器并联，该附加电容器用来减小所述储能电路中电流的波形因子，同时 缩短该电流的负值区间，这样，就使得当其它开关设备被激励时，流经对给定开关设备进行分流的反并联二极管中的储能电路电流被终止，或者近似被终止。

【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】...

【专利技术属性】
技术研发人员：AH巴雷特，
申请(专利权)人：德尔科电子公司，
类型：发明
国别省市：US[美国]