直流-直流变换器制造技术

要求降低ＤＣ－ＤＣ变换器的噪声。由开关元件３、变压器２和一次线圈８构成的串联电路与直流电源１连接。输出整流平滑电路４与变压器２连接。设置用来使开关元件３导通一截止的控制电路５。浪涌吸收电路６ａ与一次线圈８并联连接。浪涌吸收电路６ａ由二极管２１、电阻２０和电容器１７的串联电路构成。使二极管２１的反向恢复时间设定得比振铃电压的周期的１／２长且比开关元件３的最小截止时间短。（*该技术在2020年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及用来向负载供给直流电的直流-直流变换器。公知的具有缓冲(snubber)电路的直流-直流变换器例如有日本的实用新专利申请公开公报号1-127388等。现有技术的典型DC-DC变换器如附图说明图1所示，例如包括由整流平滑电路形成的直流电源1、输出变压器2、开关元件3、输出整流平滑电路4、控制电路5和一般称之为缓冲电路的浪涌吸收电路6。变压器2具有绕在磁芯7上且相互实现了电磁耦合的一次和二次线圈8、9。由FET形成的开关元件3具有作为第一以及第二主端子的漏极D、源极S和作为控制端子的栅极G。开关元件3的一端(即漏极D)经具有电感性的一次线圈8与直流电源1的一端1a连接，开关元件3的另一端(即源极S)与直流电源1的另一端1b连接。输出整流平滑电路4由输出整流用二极管10和输出平滑用电容器11构成。一次线圈8和二次线圈9的极性设定成如图1的黑点所示那样。因此，与二次线圈9连接的二极管10在开关元件3的导通期间保持截止，而在截止期间保持导通。平滑用电容器11经二极管10与二次线圈9并联。在与平滑用电容器11连接的一对输出端子12、13之间连接负载14。电压检测电路15检测一对输出端子12、13之间的电压并将其送往控制电路5。电压检测电路15一般由检测输出电压的分压电阻、基准电压源和误差放大器构成，将从分压电阻得到的输出电压的检测值和基准电压源的基准电压输入到误差放大器，误差放大器的输出变成电压检测信号或电压反馈控制信号。控制电路5响应电压检测电路15的输出形成用来使输出端子12、13之间的电压恒定的控制信号，由此去控制开关元件3的通断。在图2中，用VGS表示的栅源电压与由控制电路5形成的控制信号相当，供给到开关元件3的栅极和源极之间。开关元件3的反复通断的频率例如是20～150KHz左右。再有，电压检测电路15的输出和控制电路5的输入一般是光耦合。浪涌吸收电路6由二极管16、吸收浪涌用的电容器17和电阻18构成。吸收浪涌用的电容器17经二极管16与一次线圈8并联连接。电阻18与吸收浪涌用的电容器17并联连接。二极管16被连接成当开关元件3截止时可由一次线圈8产生的电压来使其产生正向偏置。再有，浪涌吸收电路6有时经直流电源1与一次线圈并联连接。此外，浪涌吸收电路6有时还与二次线圈并联连接。当利用该DC-DC变换器向负载14供电时，使作为从控制电路5输出的控制信号的开关元件3的栅源电压VGS像图2所示那样变化，使开关元件3导通、截止。在开关元件3的导通期间TON内，在由电源1、一次线圈8和开关元件3形成的闭合回路中流过电流。因为在该导通期间输出整流平滑用二极管10截止，因此变压器2的磁芯7积蓄磁能。在开关元件3的截止期间TOFF内，利用变压器2的积蓄能量的释放，二次线圈9感应出的电压使输出整流二极管10导通，从而向输出平滑用电容器11和负载14供电。若在一次线圈8流过电流的状态下使开关元件3转换到截止状态，则在具有电感的一次线圈8中产生很大的浪涌电压。假如不设置浪涌吸收电路6，则一个作为一次线圈8的浪涌电压与电源1的电压ES之和的电压将加在开关元件3上，从而会损坏开关元件3。但是，若设置浪涌吸收电路6，则可以吸收开关元件3截止时的浪涌电压。即，在DC-DC变换器正常工作时，浪涌吸收用电容器17被充电，极性如图1所示。在开关元件3截止时，一次线圈8的电压V1比浪涌吸收用电容器17的电压VC还要高，所以，二极管16处于导通状态，浪涌电压被电容器17吸收。当二极管16处于导通状态时，一次线圈8的电压V1被浪涌吸收用电容器17箝位。此后，若一次线圈8的电压V1比浪涌吸收用电容器17的电压VC低，则二极管16处于截止状态。浪涌吸收用电容器17的放电电流流过电阻18，所以，电容器17的电压VC慢慢下降，但不会低于一次线圈8的电压V1。一次线圈8如图1的虚线所示，具有漏电感L和寄生电容、即杂散电容C1，进而，开关元件3也有杂散电容C2。再有，在以下的说明中，将C1+C2称作杂散电容C。漏电感L等效地与一次线圈8串联连接，杂散电容等效地与由一次线圈8和漏电感L组成的串联电路并联连接。结果，形成LC谐振电路、即振铃电路，如图2的区间t1-t2所示，开关元件3的漏源电压VDS因振铃效应而振荡。再有，杂散电容C比浪涌吸收用电容器17和输出平滑用电容器11的容量小得多。此外，LC谐振电路的谐振频率f0为1/{2π(LC)}]]>即1/{2π(LC)1/2}因该LC谐振电路的电感L等效地与一次线圈8串联连接，故开关元件3的漏源电压是电源1的电压ES、一次线圈8的电压V1与谐振产生的电感L的电压Vr之和。参照图3详细说明开关元件3的截止时的动作。图3的VDS波形表示了图2的VDS波形的局部放大图，Id表示二极管16的电流。若开关元件3在图3的t1截止，则漏源电压VDS变成伴随浪涌电压的高电压。但是，如t2～t5所示那样，因二极管16在很小的延迟之后流过电流Id，故浪涌电压被电容器17的电压钳位，漏源电压VDS也受到限制。二极管16的电流Id在区间t2～t3正向流动，在区间t3～t5反向流动。区间t3～t5是反向恢复时间trr，区间t3～t4是积蓄时间ts。从电路上讲，二极管16可以看成直到反向恢复时间trr结束一直导通，所以，直到反向恢复时间trr结束，LC振铃电路经二极管16与电容器17并联连接，因此可以抑制浪涌电压。但是，因先有的二极管16的反向恢复时间trr比较短，在100ns左右，所以，二极管16的导通时间较短，在该导通期间之后会产生激励振荡。激励振荡的周期T1例如是250ns左右，激励振荡的频率例如是4MHz，比较高，所以，振铃电压变成高频噪声，会影响外部电路。图1的直流电源1一般由与交流电源连接的整流平滑电路构成。在该整流平滑电路中，为了消除因振铃效应产生的高频噪声，不得不在交流输入线路上设置阻抗较高的消除噪声用的滤波器，这样，会使电源装置的整体效率降低，成本增加，外形尺寸增大。本专利技术的目的在于提供一种能够防止或抑制开关元件截止时的激励振荡的DC-DC变换器。为了解决上述问题并达到上述目的，本专利技术的DC-DC变换器包括供给直流电压的直流电源；为了使上述直流电压反复接通和断开而连接在上述直流电源的一端和另一端之间、且具有第一和第二主端子、控制端子和杂散电容的开关元件；具有经上述开关元件连接在上述直流电源的一端和另一端之间的绕组、而且上述绕组具有漏电感和杂散电容的变压器；与上述变压器连接的输出整流平滑电路；用来控制上述开关元件的导通和截止的控制电路；直接或间接地并联连接在上述变压器的绕组上、使得在上述开关元件截止时能够吸收加在上述开关元件上的浪涌电压的浪涌吸收电路，其特征在于上述浪涌吸收电路由包括浪涌吸收用电容器、整流二极管和电阻的串联电路形成，上述整流二极管的反向恢复时间比因上述漏电感、上述绕组的杂散电容和上述开关元件的杂散电容引起的上述绕组的振铃电压的周期的1/2长，而且比上述开关元件的最小截止期间短，其值设定在125ns至7μs的范围内。再有，本专利技术第二方面的DC-DC变换器可以将放电用电阻与浪涌吸收用电容器并联连接。此外，本专利技术第3方面的DC-DC变换器可以将放电用电阻与串本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种ＤＣ－ＤＣ变换器，包括： 供给直流电压的直流电源； 为了使上述直流电压反复接通和断开而连接在上述直流电源的一端和另一端之间、且具有第一和第二主端子、控制端子和杂散电容的开关元件； 具有经上述开关元件连接在上述直流电源的一端和另一端之间的绕组、而且上述绕组具有漏电感和杂散电容的变压器； 与上述变压器连接的输出整流平滑电路； 用来控制上述开关元件的导通和截止的控制电路； 直接或间接地并联连接在上述变压器的绕组上、使得在上述开关元件截止时能够吸收加在上述开关元件上的浪涌电压的浪涌吸收电路， 其特征在于：上述浪涌吸收电路由包括浪涌吸收用电容器、整流二极管和电阻的串联电路形成， 上述整流二极管的反向恢复时间比因上述漏电感、上述绕组的杂散电容和上述开关元件的杂散电容引起的上述绕组的振铃电压的周期的１／２长，比上述开关元件的最小截止期间短，而且其值设定在１２５ｎｓ至７μｓ的范围内。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：内田昭广，
申请(专利权)人：三垦电气株式会社，
类型：发明
国别省市：JP[日本]