具有功率因数校正器的交直流变换器制造技术

一种交流／直流功率变换器包括一对输入端子、升压单元、直流／直流变换器、耦合链及放电链。输入端子对连接到脉动直流电源。升压单元连接到输入端子并产生比输入端子处电压更高的电压。直流／直流变换器连接到升压单元，它包括一组经串联电感器和电容器连接到变压器初级侧的串联开关。直流／直流变换器还包括次级绕组，它与变压器耦合并连接到整流器和滤波器配置。耦合链将升压单元连接到直流／直流变换器。放电链将耦合链连接到由升压单元产生的高压电源。控制脉冲所述各串联开关同步、使得谐振电流流入耦合链和放电链、从而使所述各开关可以在其两端电压基本上为零时被接通和断开。（*该技术在2022年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】
背景附图说明图1显示具有功率因数校正的交直流变换器的典型配置。经整流的交流电被馈送到升压变换器4的输入端子(节点0和1)。升压变换器4包括电感器L110、MOSFET开关M112、二极管D114及电容器C116。一系列脉宽调节(PWM)电压脉冲被馈送到MOSFET开关12的栅极端子G1。对电压脉冲的脉宽进行编程、使得输入电流跟随输入正弦电压的波形并在电容器16两端产生电压。直流/直流变换器20将电容器16两端的电压变换为稳定的直流电压(在输出节点5和6上)。升压变换器中的问题是当开关12接通时二极管14有反向电流。当开关12接通时，它将拉动经二极管14的反向恢复电流并突然断开开关12，以阻断等于升压PFC变换器4输出电压的反向电压。输出电压总是高于整流后交流电的峰值，通常接近400V。这样高的输出电压导致当二极管14断开时产生大量开关损耗。此开关损耗随频率而增加。但常需要有高的开关频率来减少无源部件的大小和重量。由于电路的高开关频率，PFC升压变换器4一般是有损耗电路。事实上，开关损耗涉及升压变换器4中的每个开关和直流/直流变换器20中的每个开关。此前有使用各种技术来减小开关损耗。在专利5,313,382中，Farrington公开一种带有辅助开关和谐振网的升压变换器，用以达到接通期间减小主电源开关上电压应力的目的。升压变换器还允许升压整流器的软关断。在不降低电压而具有零电流的状态下接通升压变换器的辅助开关。在专利5,633,579中，Kim公开一种升压变换器，它带有应力能量再生缓冲电路、以便减小断开期间升压整流器的应力能量。所述缓冲电路减小了接通期间升压变换器主开关上的电压应力。在专利5,748,457中，Poon公开了一种直流/直流变换器，它通过零电压切换来减小电压应力，但它没有升压和功率因数校正效果。除了软切换之外，PFC变换器的另一个问题是对所述切换的控制。某些先有技术试图把PFC变换器和直流/直流变换器结合成一体。这些先有技术中的多数包括具有较少自由度的变换器，这导致在某些模式下(如不连续模式)限制了对变换器的操作。这些限制阻碍了最充分地利用所有部件。输入端子30和31连接到整流后的交流电源。输入端子30和31向升压变换器馈电。一系列脉宽调制(PWM)电压脉冲从开关34的栅极G11注入升压变换器中。将PWM信号编程、使得平均输入电流形状跟随输入电压的形状，并产生高的功率因数。于是，电容器38两端的升高的电压就成了直流/直流变换器的输入电压。对MOSFET开关40和42进行编程、使它们接通和断开以提供稳定的输出电压。所述开关40和42经耦合链连接到开关34，所述耦合链将升压变换器连接到直流/直流变换器。放电链将耦合链连接到直流/直流变换器的输入端、使得放电链可以将耦合链的电容器62和电感器58放电。软开关电感器28连接到开关40和42。所述电路大体上操作开关34、40及42，以便对电路中的开关34、40及42中的每个开关进行软切换。当开关42从其接通状态断开时，电感器28中的电流继续流动，并交换与开关42和40并联的电容器中的电荷。开关40两端的电压随之降为零。将开关40编程为在零电压时接通。当开关40两端的电压下降时，由于升压变换器34处于断开状态并且二极管36导通，所以各部件的耦合链被激励。谐振电流流经所述链并从升压电感器32拉出电流。流经二极管36的电流以受控的速率减小，因而大大减小了经二极管36的关断损耗。谐振电流最终将变得大于导致二极管36断开的电感器电流。在耦合链中谐振电流的影响下，开关34两端的电压继续下降，直到其变得大体上等于零为止。于是，开关34被编程为接通，因而显著地减小开关34的切换损耗。当开关34保持接通状态至升压变换器所需的时段之后，可以断开开关34，而不管开关40和42的状态如何。开关40和42是互补的，这样当一个开关接通时，另一个开关断开。开关之间的很小时间间隙可避免快速穿透(shoot through)。所述时间间隙非常小，可以认为40和42是反对称工作的。这样，当开关34断开时，开关40和42有两种工作情况。第一种情况是开关40接通而开关42断开，第二种情况是开关40断开而开关42接通。在第一种情况下，电容器62被置于这样的电压当开关34断开时，电流转向电容器62，所述电容器作为缓冲电容器工作。当开关34断开后，其电压将最终置于线电压。在第二种情况下，电容器62放电至接近零，并且不干扰开关34的断开。电流将流经电感器32和升压二极管36，象先有技术升压变换器中的电流那样。在负载周期的开端开关34接通后，开关40和42的状态也可以随时改变。当开关40断开而开关42接通时，这又有两种情况。第一种情况是开关34仍旧接通，第二种情况是开关34断开。在这两种情况下，二极管60都阻止经电感器58产生谐振电流。当开关40断开时，电感器28中的能量试图升高开关40两端的电压，并降低开关42两端的电压。耦合链中的谐振将使电容器62放电。当所述开关两端的电压下降到基本上为零时，它被编程为接通。因此开关42可以在电压基本接近零处接通。开关42在其指定的负载周期内保持接通。当开关42断开时，其电流改变了方向，电容器62的电压为零，整个开关过程将重复。图3A至3F显示图2电路工作期间电压和电流的图形。图3A和3B显示MOSFET开关40和42的典型反对称栅极驱动脉冲。控制脉冲的工作比被编制为在图2中所示的电阻器68两端变换器输出端子上保持稳定的直流输出电压。在开关40和42断开和接通之间插入小的空载时段，如图3A、3B及3C驱动开关的栅极脉冲的时序中所示。在直流/直流变换器中的开关40(图3B)接通后片刻，升压变换器中开关34(图3A)将接通，但可能在所述周期中的任何时间断开(如上面所解释的)。在图3D和3E中，当开关42断开时，电感器28中的电流将分别拉低节点17和13处开关40和34的漏极端子电压，虽然这些电压可能不会同时并以相同速率下降。并且，图3D显示当开关40断开时，电感器28中流经的电流将推高节点17处的电压，并降低开关42两端的电压。当开关42的漏源电压下降至基本为零时，栅极驱动脉冲将接通它。在图3F中，通过二极管36的电流将在此过渡时段减小，直到它达到零。开关34被编程为在其电压基本上为零后接通。所述切换方法同样适用于开关40，它被编程为在其电压基本为零后接通。这样，开关34和40都具备零电压接通。因而二极管36可以在较小的反向电流的条件下断开。图3F显示二极管36的电流斜度被限制、反向电流可以控制为很小、这限制了任何明显的损耗。这样，所有开关34、40及42都可以在零电压状态下接通。图4显示本专利技术的第二实施例。此第二实施例不同于第一实施例之处在于设置小的谐振电感器80，以便提供升压变换器中开关34的零电压切换。在第一实施例中，小电感器58被设置在连接升压变换器和直流/直流变换器的部件耦合链中。然而，这不是设置电感器的唯一位置。在所述第二实施例中，以与升压变换器中的开关34串联的形式设置电感器80。开关34、40及42的控制与图2中开关的控制相似，电路的输出也相似。当开关34断开并且电容器62放电至接近零时，存储在电感器80中的能量将通过二极管60释放，本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种功率变换器装置，它包括：连接到脉动直流电源的输入端子对；升压单元，它至少有第一电感器、第一开关、第一整流器及第一电容器，它连接到所述各输入端子并产生高于所述各输入端子上电压的电压；将所述升压单元的所述高电压连接到串联的第二开 关和第三开关的装置，这些开关产生一系列电压脉冲，后者通过串联的第二电感器和第二电容器馈送到变压器的初级侧；至少一个次级绕组，它耦合到所述变压器，并且所述次级绕组连接到一组整流器和滤波器配置，用以将功率馈送到输出负载；至少由第三谐振电 感器、第三谐振电容器和第二二极管构成的第一部件链，它连接到联结所述升压单元中所述第一开关和第一二极管的节点以及联结所述第二和第三开关的另一个节点；至少由第四谐振电感器和第三二极管构成的第二部件链，它连接到所述第一链中的所述第三谐振电容器 以及设置在由所述升压单元产生的高压电源上的节点；使所有所述开关同步、使得谐振电流流入所述第一和第二链、从而使所述各开关可以在其两端电压基本上为零时被接通和断开的装置。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：廖柱帮，潘毅杰，庞敏熙，
申请(专利权)人：香港大学，
类型：发明
国别省市：HK[中国|香港]