一种LLC谐振变换器的混合控制方法技术

本发明专利技术公开了一种LLC谐振变换器的混合控制方法。所述LLC谐振变换器它是由全桥开关网络、谐振电路、隔离变压器、整流器、和低通滤波器等部分组成。通过将带载范围分为正常带载和空载或轻载两种同情况，分别对应两种控制方式，即正常带载时采用PFM控制；空载或轻载时，采用Burst控制方式。首先通过基波分析法(FHA)对LLC谐振变换器进行建模，得到等效电路简化模型；其次分析LLC谐振变换器在PFM模式下的特性以及LLC谐振变换器在Burst模式下的特性；最后进行LLC谐振变换器混合控制模式之间切换点的选取，实现混合控制，从而减小了开关损耗和导通损耗，提高了转换效率。提高了转换效率。提高了转换效率。

【技术实现步骤摘要】
一种LLC谐振变换器的混合控制方法


[0001]本专利技术涉及电力电子变换器及其控制技术，特别涉及一种LLC谐振变换器的混合控制方法。

技术介绍

[0002]LLC谐振变换器是一种极具吸引力的隔离型DC
‑
DC变换器，由于能在全负载范围内实现原边开关管零电压导通(zero voltage switch，ZVS)和副边整流二极管零电流关断(zero current switch，ZCS)，因此能够减小开关损耗、提高变换器效率、减小体积、提升功率密度，从而被广泛应用于计算机、通信系统、动力电池充电、LED照明等领域。
[0003]为了实现宽电压范围，一般频率控制的谐振变换器工作在宽频率变化范围内调节电压增益。由于最小开关频率对应最大的磁通密度，频率调节范围越宽越不利于变压器、励磁电感等磁性元器件的优化设计，导致磁性器件体积增加而降低变换器的功率密度。在宽范围的频率控制下，基波分析法的精确性也随之降低，使谐振参数设计复杂化。特别的，当开关频率小于串联谐振频率时，谐振变换器的原边侧存在较大的循环电流而带来严重的环流损耗和导通损耗，降低了系统效率；当开关频率大于串联谐振频率时，副边侧的整流二极管失去零电流关断(ZCS)性能，产生反向恢复损耗。为了缩小频率调节范围，一般设计较小的励磁电感达到高电压增益来调节电压范围。然而设计的励磁电感越小，谐振变换器的励磁电流、谐振电流越大，由此产生的传导损耗和关断损耗越大，也降低了谐振变换器的高效性能。

技术实现思路

[0004]针对上述问题，本专利技术提供了一种基于PFM控制和Burst控制相结合的混合控制方法。
[0005]本专利技术实施例提供的技术方案如下：
[0006]通过将带载范围分为正常带载和空载或轻载两种同情况，分别对应两种控制方式，即正常带载时采用PFM控制实现原边开关管零电压导通，副边整流二极管零电流关断；空载或轻载时，采用Burst控制方式，减小了开关损耗和导通损耗，提高了转换效率。首先通过基波分析法(FHA)对LLC谐振变换器进行建模，得到等效电路简化模型；其次分析LLC谐振变换器在PFM模式下的特性以及LLC谐振变换器在Burst模式下的特性；最后进行LLC谐振变换器混合控制模式之间切换点的选取，实现混合控制。
附图说明
[0007]图1是LLC谐振变换器结构图；
[0008]图2是基波分析等效电路图；
[0009]图3是PFM控制下空载增益特性曲线；
[0010]图4是Burst控制关键波形；
[0011]图5是控制框图。
具体实施方式
[0012]为便于对本专利技术实施例的理解，下面将结合附图以具体实施例来做进一步的解释说明，实施例中并不构成对本专利技术实施例的限定。
[0013]如图1所示本实施例的LLC谐振变换器，它是由全桥开关网络、谐振电路、隔离变压器、整流器、和低通滤波器等部分组成。其中S1～S4为原边开关管，L
r
为谐振电感，C
r
为谐振电容，L
m
为励磁电感，D
R1
和D
R2
为整流二极管，C
o
为输出电容，R
L
为负载。
[0014]为了便于分析，给出以下假设,所有的开关器件均为无损耗的理想元件；所有的无源器件均为线性元器件；输入电容C
in
足够大；输入电压V
in
恒定；输出滤波电容C
f
足够大；L
m
足够大；开关频率fs满足f
m
＜f
s
＜f
r
。
[0015]步骤1:通过基波分析法(FHA)对LLC谐振变换器进行建模，得到等效电路简化模型。输入电压V
in
经过开关管的控制后，得到交流方波电压，即a,b两点间的电压V
ab
。对V
ab
进行傅里叶分解并且级数展开可以得到一次谐波分量v
ab1
以及有效值V
ab1
：
[0016][0017]全桥谐振变换器的输出端电压是谐振网络能量经变压器传输到负载端在经过整流二极管整流得所得，谐振变换器的输出电压V
o
即变压器一次侧电压为nV
o
，通过傅里叶分解并且级数展开可以得到基波分量v
R1
：
[0018][0019]理想变压器一次侧的电流为：
[0020][0021]变压器一次测的电流经过整流后，直流分量流过负载R
L
，用I
R
表示为：
[0022][0023]由上分析可以得到变压器等效电阻R
ac
：
[0024][0025]图2为LLC谐振变换器的基波分析等效电路。V
ab
为基波分析等效电压源输，L
r
、C
r
和L
m
分别为等效谐振电感、谐振电容和励磁电感，R
ac
为等效电阻。
[0026]步骤2:LLC谐振变换器在PFM模式下的特性分析，PFM控制策略下LLC变换器的直流电压归一化增益G为：
[0027][0028]其中:
[0029][0030]式中：f
r
为串联谐振频率；f
m
为并联谐振频率；Q为品质因数；K为电感比值；f
n
为归一化频率
[0031]在输出是轻载或空载的情况下，负载可看作无穷大，Q趋于零即随着归一化频率f
n
增大，即开关频率f
s
增大或者f
r
减小，所以G将会减小，从而使空载或轻载时的输出电压减小，这样一来就能调节LLC变换器空载或轻载时的输出电压。然而当f
s
逐渐增大，趋于无穷大时，从图3中看以看出输出增益G将会变为一个常量，不再能够调节输出电压。由以上分析可以得到PFM控制下变换器输出的最小电压为V
omin
，从而可以推出空载或轻载时，V
omin
是由匝比和谐振元件等参数决定的，因此当f
s
调到某一最大值时，V
omin
比给定的输出电压还高的情况下，即原边侧仍一直向副边侧传递能量，就会导致空载或轻载时输出电压不可控。
[0032]步骤3：Burst控制模式下，Burst模式是一种可以有效提高轻载以及空载工作效率的工作模式，也被称为打嗝模式。即Burst模式:在电路进行谐振时,关断桥臂驱动使得谐振停止一段时间之后,再重新谐振。当采用Burst控制时，开关导通时间段为Burst
‑
on时间段，开关关断时间段为Burst
‑
off时间段。其关键波形如图4所示。
[0033]图3中，U
out
为输出电压，会影响变压器端电压U
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【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种LLC谐振变换器的混合控制方法，所述LLC谐振变换器它是由全桥开关网络、谐振电路、隔离变压器、整流器、和低通滤波器等部分组成。2.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器的混合控制方法，其特征在于：正常带载时采用变频控制实现原边开关管零电压导通，副边整流二极管零电流关断；空载或轻载时，采用Burst控制方式，减小了开关损耗和导通损耗，提高了转换效率，对轻载...

【专利技术属性】
技术研发人员：杨旭涛，陈才学，李彦，吕慧香，
申请(专利权)人：湘潭大学，
类型：发明
国别省市：