一种增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法及其系统技术方案

本发明专利技术公开了一种增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法及其系统，其中方法在电压前馈级联死区环节，或者进一步在电流反馈级联阻尼校正环节；采用电压前馈中的死区环节H

【技术实现步骤摘要】
一种增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法及其系统


[0001]本专利技术涉及柔性直流输电领域，尤其涉及一种增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法及其系统。

技术介绍

[0002]柔性直流输电技术已成为大规模新能源并网、异步电网互联等的主流方案之一。模块化多电平换流器(MMC)以其耐压等级高、输出谐波含量小、模块化集成度高等优势，成为了柔性直流输电系统的首选换流器拓扑。然而，随着柔直系统的容量和电压等级不断提高，其动态特性对电力系统的安全稳定运行影响越来越大。在2017年投运的鲁西柔直工程(
±
350kV/1000MW)中，出现了1270Hz的高频振荡现象，在2018年投运的渝鄂柔直工程在鄂侧也产生了1810Hz的高频振荡现象。
[0003]目前，针对柔直系统高频振荡的抑制可分为有源以及无源两种策略，无源抑制策略存在装置损耗大、经济性差、电网工况变化后抑制效果差等问题。在有源抑制策略方面，电压前馈通道级联低通滤波器的方法是目前公认简单、有效的有源抑制策略，此外，国内外还提出以下几种有源抑制策略：电压前馈非线性滤波、有源阻尼控制和控制环节优化以及基于谐振监测的自适应策略等。但目前的有源抑制策略除自适应方法外，都是针对特定的电网工况，无法完全消除MMC高频段的负电阻特性，当电网工况改变，系统仍有高频振荡风险。该问题出现的原因有两个方面，一是不考虑PLL的MMC高频简化阻抗模型实际电阻特性比实际偏小，二是抑制策略的设计存在欠缺。自适应的控制策略虽适应能力强，但结构冗杂，需要设计多组不同中心频率的陷波器与谐振频率监测装置。且现有的抑制策略恶化系统的故障穿越特性，造成故障穿越失败。
[0004]针对上述问题，尚无一种能够完全消除高频负电阻特性且不影响系统故障穿越特性的高频振荡抑制策略。

技术实现思路

[0005]本专利技术针对上述现有技术中存在的问题，本专利技术的目的是提供一种增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法及其系统。该方法无需振荡频率监测，且能够完全消除MMC高频段的负电阻特性，且可以保证MMC良好的故障穿越特性。
[0006]本专利技术的第一方面，提供一种增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法，该方法在电压前馈级联死区环节。
[0007]可选地，所述电压前馈所级联死区环节，其中死区环节的正序d轴电压前馈死区在1pu附近，正序q轴电压前馈以及负序dq轴电压前馈死区在0pu附近，非线性传递函数如下：
[0008][0009][0010][0011][0012]其中非线性电压传递函数H
n
的上标p、n分别代表正负序电流环，上标dq分别代表dq轴通道，U
pd
是正序d轴前馈电压标幺值，U
pq
是正序q轴前馈电压标幺值，U
nd
是负序d轴前馈电压标幺值，U
nq
是负序q轴前馈电压标幺值，d是死区大小。
[0013]可选地，所述死区环节设计步骤如下：
[0014]S1:根据已确定的柔直系统并网额定电压，正序d轴电压前馈死区设置为0.75pu
‑
1.25pu；
[0015]S2:根据已确定的柔直系统并网额定电压，正序q轴电压前馈死区和负序dq轴电压前馈死区均设置为0pu
‑
0.25pu。
[0016]进一步的，所述方法还包括：在电流反馈级联阻尼校正环节。
[0017]可选地，所述电流反馈级联阻尼校正环节，其中阻尼校正环节由三阶低通滤波器与阻尼支路级联而成，传递函数如下：
[0018][0019]其中K为增益，H
1h
、H
1l
与H
3l
分别为1阶高通滤波器、1阶低通滤波器与3阶低通滤波器。
[0020]可选地，所述反馈电流阻尼校正环节，步骤如下：
[0021]S1:根据已确定的柔直MMC换流器的电气和控制参数，建立MMC换流器包含PLL的高频简化阻抗模型；
[0022]S2:根据建立的MMC换流器高频简化阻抗模型，首先设计阻尼校正环节三阶低通滤波器的截止频率f
3l
，以获得较好的高频阻尼特性，使高频阻抗具有较窄的负电阻频带以及较小的最高负电阻频率为设计目标；
[0023]S3：在三阶低通滤波器的基础上，设计有源阻尼环节，以保证200Hz以上频段柔直换流器无负电阻区域。
[0024]本专利技术的第二方面，提供一种增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制系统，用于实现上述的高频振荡抑制方法，包括：
[0025]电压前馈模块，在电压前馈级联死区环节；或，进一步包括：
[0026]电流反馈模块，在电流反馈级联阻尼校正环节；
[0027]所述电压前馈模块，采用电压前馈中的死区环节H
n
用于消除小扰动下由电压前馈引入的负阻尼特性，同时具有大扰动下的快速响应特性；
[0028]所述电流反馈模块，采用电流反馈中的阻尼校正环节H
c
用于消除由控制延时引入的负阻尼特性。
[0029]进一步的，所述增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制系统，具体包括：
[0030]DDSRF
‑
PLL模块，通过双解耦同步旋转坐标系锁相环实现对电网电压正序工频电压相位θ的锁相；
[0031]功率环模块，对参考功率与反馈实际功率的偏差通过PI控制器H
pq
进行控制，实现对功率参考的无差跟踪，并产生正负序电流控制环模块的dq轴电流参考；
[0032]功率测量模块，通过采集正序电压电流的dq轴分量，计算MMC装备模块的实际输出功率，并反馈给功率环模块；
[0033]正负序电流控制环模块，包含电压前馈模块和电流反馈模块，将所述功率环模块产生的dq轴电流参考与反馈电流的偏差通过电流环PI控制器H
i
进行无差控制并产生正负序dq轴调制电压，dq轴电流通过ω0L前馈环节进行解耦，电压前馈模块中的死区环节H
n
用于消除小扰动下由电压前馈引入的负阻尼特性，同时具有大扰动下的快速响应特性，电流反馈模块中的阻尼校正环节H
c
用于消除由控制延时引入的负阻尼特性；
[0034]1/4工频周期延时模块，通过设定的延时实现对正负序电压电流的分离与提取，并通过正负θ的park变换模块实现正负序电压电流从静止坐标系向旋转坐标系的变换；
[0035]CCSC模块，通过PI控制环节H
CC
实现对MMC内部二倍频环流dq轴分量的抑制，并产生三相二倍频环流抑制调制电压；
[0036]调制模块，将dq轴电流内环控制环节生成的dq轴调制电压进行逆park变换生成静止坐标系下αβ分量并进行叠加，进一步通过Clark变化生成三相基频调制电压，该三相基频调制电压与环流抑制电压进行叠加，生成最终的MMC三相调制电压。
[0037]相较于现有技术，本专利技术实施例具有以下至少一种优点：
...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法，其特征在于，在电压前馈级联死区环节。2.根据权利要求1所述的增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法，其特征在于，所述电压前馈所级联死区环节，其中死区环节的正序d轴电压前馈死区在1pu附近，正序q轴电压前馈以及负序dq轴电压前馈死区在0pu附近，非线性传递函数如下：压前馈以及负序dq轴电压前馈死区在0pu附近，非线性传递函数如下：压前馈以及负序dq轴电压前馈死区在0pu附近，非线性传递函数如下：压前馈以及负序dq轴电压前馈死区在0pu附近，非线性传递函数如下：其中非线性电压传递函数H
n
的上标p、n分别代表正负序电流环，上标dq分别代表dq轴通道，U
pd
是正序d轴前馈电压标幺值，U
pq
是正序q轴前馈电压标幺值，U
nd
是负序d轴前馈电压标幺值，U
nq
是负序q轴前馈电压标幺值，d是死区大小。3.根据权利要求1所述的增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法，其特征在于，所述死区环节设计步骤如下：S1:根据已确定的柔直系统并网额定电压，正序d轴电压前馈死区设置为0.75pu
‑
1.25pu；S2:根据已确定的柔直系统并网额定电压，正序q轴电压前馈死区和负序dq轴电压前馈死区均设置为0pu
‑
0.25pu。4.根据权利要求1
‑
3任一项所述的增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法，其特征在于，还包括：在电流反馈级联阻尼校正环节。5.根据权利要求4所述的增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法，其特征在于，所述电流反馈级联阻尼校正环节，其中阻尼校正环节由三阶低通滤波器与阻尼支路级联而成，传递函数如下：其中K为增益，H
1h
、H
1l
与H
3l
分别为1阶高通滤波器、1阶低通滤波器与3阶低通滤波器。6.根据权利要求4所述的增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法，其特征在于，所述反馈电流阻尼校正环节，步骤如下：S1:根据已确定的柔直MMC换流器的电气和控制参数，建立MMC换流器包含PLL的高频简化阻抗模型；S2:根据建立的MMC换流器高频简化阻抗模型，首先设计阻尼校正环节三阶低通滤波器的截止频率f
3l
，以获得较好的高频阻尼特性，使高频阻抗具有较窄的负电阻频带以及较小的最高负电阻频率为设计目标；
S3：在三阶低通滤波器的基础上，设计有源阻尼环节，以保证200Hz以上频段柔直换流器无负电阻区域。7.根据权利要求6所述的增强型柔性直流输电系统高频振荡抑制方法，其特征在于，所述S2中的高频阻抗简化模型，其中PLL相关建模如下：L相关建模如下：L相关建模如下：L相关建模如下：L相关建模如下：
其中：Z
αβ
是MMC装备静止αβ坐标系下的2阶阻抗矩阵，其中T
u1p
、T
u2p
、T
u1n
、T
u2n
是构成MMC装备αβ阻抗的子式，其由锁相控制环节所产生；T
ip
、T
in
是构成MMC装备αβ阻抗的另一部分子式，其由电流控制环节所产生；s(0.5L
arm
+L
T
)I、(0.5R
arm
+R
T
)I是构成MMC装备αβ阻抗的剩余子式，其由MMC的交流端口电路结构所产生，s是复频率，L
arm
和R
arm
是MMC的桥臂电感与桥臂电阻和R
T
和L
T
是MMC交流出口变压器折算至MMC侧的漏抗与电阻，I是2阶单位阵；代表正序park逆变换、上标θ代表正序，上标
‑
代表逆变换后频域分量减小1倍基频，上标+代表逆变换后频域分量增加1倍基频；小1倍基频，上标+代表逆变换后频域分量增加1倍基频；代表负序park变换，上标
‑
θ代表负序，上标
‑
代表逆变换后频域分量减小1倍基频，上标+代表逆变换后频域分量增加1倍基频；在静止坐标系下，任意频率为f的变量，其经基频f1的park变换或park逆变换后均会产生正负一倍谐波频率的偏移，即f
±
f1，对于LTI系统，频率为f+f1的变量对应的传递函数复频率自变量为s+jω1，频率为f
‑
f1的变量对应的传递函数复频率自变量为s
‑
jω1；G
d
(s+jω1)对应于频率为f+f1变量的延时传递函数，G
d
(s
‑
jω1)对应于频率为f
‑
f1变量的延时传递函数，j是复数，ω1是基波角频率；H
i
(s+jω1)对应于频率为f+f1变量的电流环PI传
递函数，H
i
(s
‑
jω1)对应于频率为f
‑
f1变量的电流环PI传递函数；H
c
(s+jω1)对应于频率为f+f1变量的阻尼校正环节传递函数，H
c
(s
‑
jω1)对应于频率为f
‑
f1变量的电流环PI传递函数；数；分别为MMC装备输出的正序d轴、正序q轴、负序d轴、负序q轴电流直流分量，上标p代表正序、n代表负序、0代表直流成分；流分量，上标p代表正序、n代表负序、0代表直流成分；分别为MMC装备输出的正序d轴、正序q轴、负序d轴、负序q轴调制电压直流分量，上标p代表正序、n代表负序、0代表直流成分；D1是正序电流环控制的耦合项，D
p
是与锁相环相关的子式；代表正序park变换，代表负park变换，上标θ代表正序基频park变换、
‑
θ代表负序基频park变换，上标+代表park变换后频率增加一倍基频、上标
‑
代表park变换后频率减小一倍基频；(7.d)中L
T
、L
arm
的大小与(7.a)相同，ω1是基波角频率，j是复数；(7.e)中A
p
、B
p
、C
p
和A
n
、B
n
、C
n
分别是组成D
p
、D
n
的子式；A
p
和A
n
中所包含的子式Y
5p
、Y
6p
、Y
7p
和Y
5n
、Y
6n
、Y
7n
详细形式如(7.f)所示；B
p
为B
n
为与(7.c)相同；C
p
和C
n
中的和是正序基频park变换得到的dq轴并网电压直流分量，其中上标p代表正序park变换、0代表直流分量；和是负序基频park变换得到的dq轴并网电压直流分量，其中上标n代表负序park变换，0代表直流分量；和是负序二倍基频park变换得到q轴并网电压直流分量；和是正序序二倍基频park变换得到的dq轴并网电压直流分量；此外，构成C
p
和C
n
的子式：Y
1p
、Y
2p
、Y
3p
、Y
4p
、Y
7p
、Y
1n
、Y
2n
、Y<...

【专利技术属性】
技术研发人员：吕敬，于浩天，尹嘉豪，蔡旭，
申请(专利权)人：上海交通大学，
类型：发明
国别省市：