SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统及方法技术方案

本发明专利技术公开了采用软开关技术的SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，系统包括：位于双三相永磁同步电机侧的两个电机定子绕组端口、相互串联的两个电流源型逆变器、两个三相滤波电容、直流母线电感、电源侧斩波器、电压源、零电压开关辅助电路；方法包括：包括电流源型逆变器一的控制过程、电流源型逆变器二的控制过程、软开关的控制过程。通过两个串联的电流源型功率变换器对多相绕组进行馈电，提高了电机驱动系统的可靠性和容错性，同时采用了软开关技术和主动阻尼技术，使得SiC器件开关柔性化，抑制了SiC器件高频工作带来的电磁干扰问题，提升电机驱动系统的性能，同时具有转矩脉动小，故障容错能力强的优点。

【技术实现步骤摘要】
SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统及方法
本专利技术属于电机驱动领域，涉及多相电机驱动系统，更为具体地说是涉及一种电流源型双三相电机驱动系统及其控制方法。
技术介绍
目前电机系统的功率不断变大，相应电机的尺寸也不断扩大。传统三相电机系统定子绕组为三相，通过三相绕组的串并联来增加电机的功率，利用三相功率变换器对电机进行馈电。然而这种传统三相电机绕组集中，并且分布在电机的整个空间，因此不利于电机的模块化生产和装配。电机功率不断增大，给电机的生产和装配带来了更大的困难。当电机中某一相绕组发生故障时，会影响到其他两相电机绕组，进而影响到整个电机的运行。多相电机低压大功率输出与容错能力强的特征非常适合供电电压受限和系统可靠性要求高的场合。在各类多相电机中，双三相电机由于与传统三相电机关系密切并且兼具多相电机的优点，应用最为广泛。双三相电机通过两个独立的三相功率变换器进行馈电，当电机中某一套绕组发生故障或者功率变换器某个开关器件故障，通过改变控制算法，电机依旧可以正常工作，因此电机系统的可靠性得到提高。功率变换器的损耗很大一部分来自开关器件的开关损耗，软开关技术的应用可以大大减小器件的本文档来自技高网...

【技术保护点】
1.一种SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，其特征在于，包括：位于双三相永磁同步电机侧的两个电机定子绕组端口、相互串联的两个电流源型逆变器、两个三相滤波电容、直流母线电感、电源侧斩波器、电压源、零电压开关辅助电路；所述两个电机定子绕组端口分别由两个电流源型逆变器馈电；所述串联的两个电流源型逆变器交流侧分别与三相滤波电容并联；所述串联的两个电流源型逆变器直流侧一端与直流母线电感串联，另一端与电源侧斩波器串联；所述电源侧斩波器与电压源并联；所述直流母线电感和电源侧斩波器串联，和零电压开关辅助电路并联；所述零电压开关辅助电路包括谐振电感支路和谐振电容支路；所述电流源型逆变器对应直流母线电感...

【技术特征摘要】
1.一种SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，其特征在于，包括：位于双三相永磁同步电机侧的两个电机定子绕组端口、相互串联的两个电流源型逆变器、两个三相滤波电容、直流母线电感、电源侧斩波器、电压源、零电压开关辅助电路；所述两个电机定子绕组端口分别由两个电流源型逆变器馈电；所述串联的两个电流源型逆变器交流侧分别与三相滤波电容并联；所述串联的两个电流源型逆变器直流侧一端与直流母线电感串联，另一端与电源侧斩波器串联；所述电源侧斩波器与电压源并联；所述直流母线电感和电源侧斩波器串联，和零电压开关辅助电路并联；所述零电压开关辅助电路包括谐振电感支路和谐振电容支路；所述电流源型逆变器对应直流母线电感的电流由斩波器控制。2.根据权利要求1所述的SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，其特征在于：所述两个电流源型逆变器包括电流源型逆变器一和电流源型逆变器二，所述两个三相滤波电容包括三相滤波电容一和三相滤波电容二，其中，所述电流源型逆变器一交流侧和三相滤波电容一并联；所述电流源型逆变器二交流侧和三相滤波电容二并联；所述电流源型逆变器一直流侧的一端与电流源型逆变器二直流侧的一端串联；所述电流源型逆变器一直流侧的另一端与直流母线电感串联；所述电流源型逆变器二直流侧的另一端与电源侧斩波器串联；所述电流源型逆变器一和电流源型逆变器二分别与所述双三相永磁同步电机的两套电机定子绕组端口连接并给其供电。3.根据权利要求1所述的SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，其特征在于，所述电流源型逆变器一的控制方法包括以下步骤：1)滤波电容一的电容电压U1abc和电角度θe经过坐标变换得到滤波电容一的电容电压d轴分量U1d和q轴分量U1q；2)滤波电容一的电容电压d轴分量U1d和q轴分量U1q经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，电角度θe经过微分后得到电机的电角速度ωe，计算得到滤波电容一的稳态电流和3)给定转速n*和实际转速n之间的误差经过PI控制器得到q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；4)电容电压的d轴分量U1d和q轴分量U1q经过高通滤波器得到电容电压的高频分量U1dh和U1qh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数kpv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α1；6)直流电流的给定除以实际电流值idc得到电流源型逆变器一的调制度m1i，电流源型逆变器的触发延迟角α1加上实际电机电角度θe得到SVM模块参考矢量的角度θ1ωi，利用调制度和角度θ1ωi生成电流源型逆变器一的六路开关脉冲。4.根据权利要求1所述的SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，其特征在于，所述电流源型逆变器二的控制方法包括以下步骤：1)电容电压U2abc和角度θe+π/6经过坐标变换得到电容电压的d轴分量U2d和q轴分量U2q；2)电容电压的d轴分量U2d和q轴分量U2q经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，与电角速度ωe计算得到电容的稳态电流和3)q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；4)电容电压的d轴分量U2d和q轴分量U2q经过高通滤波器得到电容电压的高频分量U2dh和U2qh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数kpv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α2；6)直流电流的给定除以实际电流值idc得到电流源型逆变器二的调制度m2i，电流源型逆变器的触发延迟角α2加上实际角度θe+π/6得到SVM模块参考矢量的角度θ2ωi，利用调制度和角度θ2ωi生成电流源型逆变器二的六路开关脉冲。5.根据权利要求1所述的SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，其特征在于，一个开关周期内软开关的控制方法包括以下步骤：1)状态0：母线电流给谐振电容充电一个开关周期刚刚开始，电流源型逆变器一和电流源型逆变器二所对应的电流适量均为零矢量，分别为I7和I8，由于上一个开关周期谐振结束，谐振电容电压为左正右负，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，母线电流给谐振电容Cr充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；2)状态1：开关管导通时间母线电流给谐振电容Cr充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S11和S14，电流源型逆变器二的开关管S23和S26零电压导通；3)状态0：母线电流给谐振电容充电电流源型逆变器一的零矢量I7作用结束，电流矢量I2开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S11和S14，电流源型逆变器二的开关管S23和S26零电流关断，母线电流给谐振电容Cr充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；4)状态2：开关管导通时间母线电流给谐振电容Cr充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S11和S12，电流源型逆变器二开关管S23和S26零电压导通；5)状态0：母线电流给谐振电容充电电流源型逆变器二的零矢量I8作用结束，电流矢量I3开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S11和S12，电流源型逆变器二的开关管S23和S26零电流关断，母线电流给谐振电容Cr充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；6)状态3：开关管导通时间母线电流给谐振电容Cr充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S11和S12，电流源型逆变器二开关管S21和S26零电压导通；7)状态0：母线电流给谐振电容充电电流源型逆变器一电流矢量I2作用结束，电流矢量I1开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S11和S12，电流源型逆变器二的开关管S21和S26零电流关断，母线电流给谐振电容Cr充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；8)状态4：开关管导通时间母线电流给谐振电容Cr充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S11和S16，电流源型逆变器二开关管S21和S26零电压导通；9)状态0：母线电流给谐振电容充电电流源型逆变器二的电流矢量I3作用结束，电流矢量I2开始作用，电容电压加上斩波器输出电...

【专利技术属性】
技术研发人员：王政，徐阳，刘鹏程，程明，
申请(专利权)人：东南大学，
类型：发明
国别省市：江苏,32