公开了一种用于开关功率变换器的EMI频率扩展方法。开关功率变换器的控制器通过选择继开关的期望导通时间之后出现的开关功率变换器的输出电压的多个谷点中的一个来在每个开关周期设定开关功率变换器中开关的实际导通时间。开关的期望导通时间可以根据开关功率变换器所采用的调节方案来计算。控制器逐个开关周期随机选择多个谷点中的一个谷点。控制器产生控制信号以在继期望导通时间之后出现的输出电压的多个谷点的被选择的一个谷点导通开关功率变换器。
【技术实现步骤摘要】
本公开内容涉及提高以谷点模式切换(VMS)方案运行的开关功率变换器中的电磁干扰频率。
技术介绍
每当开关功率变换器中的开关(例如晶体管)导通或断开，就会产生与开关频率相关的电磁干扰(EMI)。在开关转换时巨大的电压和/或电流变化率(即dv/dt和/或di/dt)增加了由开关生成的EMI量。如果不加以适当管理，则开关功率变换器产生的EMI可以产生主动干扰耦合到开关功率变换器的其它设备运行的频率，或者在其他方面可能侵占被指定为免受干扰频率影响的频带。
技术实现思路
实施例包括通过选择继根据开关功率变换器所采用的调节方案计算得到的开关的期望导通时间之后出现的多个输出电压谷点中的一个谷点来在每个开关周期设定开关功率变换器中的开关的实际导通时间，在开关周期中随机地进行多个谷点中的一个谷点的选择。在一个实施例中，开关功率变换器可以在继根据开关功率变换器所采用的调节方案计算得的开关的期望导通时间之后出现的两个输出电压谷点的任何一个处导通，根据伪随机数序列值来进行两个谷点中 的一个的选择。在随机选择的多个谷点之一处导通开关导致扩展了由开关功率变换器中的开关动作产生的EMI频谱，将降低了在任何一个特定频带内的EMI能量。而且，根据此处的实施例的VMS方案通过限制瞬时开关频率的变化更好地将耦合至开关功率变换器的其它设备与开关诱发的EMI隔离。说明书中描述的特征和优点并非全部，特别是，结合附图和说明书，许多附加的特征和优点对于本领域普通技术人员而言是显而易见的。此外，应当注意本说明书中所使用的用语主要是出于可读性和指导性的目的而被选择的，并且可能不是被选择以描述或限制创造性的技术方案。附图说明通过结合附图考虑如下详细描述，本公开内容的实施例的教导可以被很容易地理解。图1根据一个实施例示出了 AC到DC反激开关电源。图2A根据一个实施例示出了 AC到DC反激开关电源的控制器IC的引脚输出。图2B根据一个实施例更详细地示出了 AC到DC反激开关电源的控制器IC的内部电路。图3A根据一个实施例示出了在开关周期期间用于图1的反激开关电源运行波形。图3B根据一个实施例示出了在另一个开关周期期间用于图1的反激开关电源的运行波形。图4根据一个实施例示出了用于检测和预测开关电压谷值的时序的电路。图5根据一个实施例示出了用于高频颤动AC到DC反激开关电源的实际开关周期的示例性方法的流程图。具体实施例方式附图(FIG.)和下面的描述仅通过说明的方式涉及本公开内容的优选实施例。从下述讨论中应当注意到此处公开的结构和方法的可替换实施例将很容易被认为是可以在不脱离本公开内容的原理的情况下而使用的可行的可替换物。现在将详细参照本公开内容的若干实施例，在附图中示出了其示例。应当注意到，只要可行，在附图中可以使用相似或者相同的附图标记用，并且可以用以指示相似或者相同的功能。附图仅出于说明的目的描述本公开内容的实施例。本领域技术人员将很容易从下面的描述中认识到此处说明的结构和方法的可替换实施例可以在不脱离此处描述的实施例的原理的情况下而被使用。图1根据一个实施例示出示例性功率变换器100。如图所示,功率变换器100是AC到DC反激开关模式电源，但是可以根据该方案可以设计开关模式功率变换器的其它拓扑结构以提高由以VMS方案运行的开关功率变换器产生的EMI的有效扩频和本文描述的其它教导。功率变换器100包括三个主要部分，即前端104、功率级和次级级。前端104在节点L和节点N直接连接到AC电压源(未示出)，并且包括由电感LI，电阻Rl和Fl，二极管D1、D2、D3和D4以及电容C2组成的桥式整流器。前端部分104在节点105的输出是整流的但未调节的DC输入电压。节点105处的整流的输入线路电压是经电阻RlO和Rll到开关控制器102的供给电压引脚Vcc (引脚I)的输入，以在控制器102的初始启动期间用作供给电压。节点105处的线电压还施加到功率变压器Tl-A的初级绕组106。旁路电容C5去除节点105处的整流的线电压中的高频噪声。功率级包括功率变压器T1-A、开关112和控制器102。功率变压器Tl-A包括初级绕组106、次级绕组107和辅助绕组108。控制器102经由自控制器102的OUTPUT引脚(引脚5)输出的控制信号110通过对开关112的导通和断开状态的控制来维持输出调节。在一个实施例中，控制器102是专用集成电路(ASIC)并根据本文描述的改进VMS方案和技术来产生控制信号110。控制信号110驱动开关112的控制端。在图1所示的实施例中，开关112是双极结型晶体管(BJT)，因此控制端是开关112的基极(B)引出端。同时，开关112的集电极(C)与初级绕组106串联连接，而开关112的发射极(E)连接至控制器102的ISENSE引脚(引脚4)并经由电阻R12接地。在其它实施例中，开关112可以是另一种类型的晶体管，例如MOSFET或者能够以受控方式打开或闭合电路的任何其他器件。ISENSE引脚(引脚4)以跨检测电阻R12电压的形式来感测流过初级绕组106和开关112的电流。控制器102的GND引脚(引脚2)接地。控制器102可以采用多种公知调制技术的任何一种，例如脉冲宽度调制(PWM)或者脉冲频率调制(PFM)和/或两者的组合，来控制BJT功率开关110的导通和断开状态以及占空比、以及BJT开关112的基极电流的幅度。变换器100的次级包括次级绕组107和二极管D6、电容ClO和电阻R14。二极管D6具有输出整流器的功能，电容ClO具有输出滤波器的功能。节点109处产生的调节的输出电压Vo被输送至负载(未示出)。电阻R14是所谓的预加负载，其通常用于在空载状态下稳定输出。此外，ESD放电间隙(ESDI)耦合在初级绕组106和输出节点109之间。如图1所示，跨次级绕组107的输出电压Vo由跨辅助绕组108的电压120反映，电压120是通过由电阻R3和R4组成的电阻式分压器到控制器IC102的VSENSE引脚(引脚3)的输入。在一个实施例中，VSENSE引脚(引脚3)处的电压114提供到控制器102的反馈，用于控制开关112的运行和输出电压109，以便调节输出电压(Vo)或输出电流(lout)。此外，尽管控制器102在启动时由线路电压105上电，但是在启动之后和在正常运行中，控制器102由跨辅助绕组108的电压上电，并且105不用于调节正常运行中的输出电压(Vo)和输入电压(Vin)。二极管D5和电阻R2形成整流器，用于对跨辅助绕组108的电压120进行整流，以便在开关功率变换器100的正常运行期间用作到控制器102的VCC引脚(引脚I)的供给电压输入。电容C9用于在启动时保持来自节点105处的线电压的功率，或者在启动期间和在开关功率变换器100的开关周期之间保持来自跨辅助绕组108的电压的功率。图2A根据一个实施例示出了控制器IC102的引脚输出。控制器102是5引脚1C。引脚I (Vcc)是用于接收供给电压的功率输入引脚。引脚2 (GND)是接地引脚。引脚3 (Vsense)是模拟输入引脚，其被配置为接收跨反激开关电源的辅助绕组108的电压120，用于输出电压109的初级侧调节。引脚4(Isense)是模拟输入引脚，其被配置为以模拟本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种开关功率变换器，包括：变压器，其包括耦合到输入电压的初级绕组和耦合到所述开关功率变换器的输出的次级绕组；开关，其耦合到所述变压器的初级绕组，响应于所述开关导通而在所述初级绕组中产生电流，并且响应于所述开关断开而不产生所述电流；以及控制器，其耦合到所述开关并且被配置为产生控制信号以导通或断开所述开关，响应于所述控制信号处于第一状态而导通所述开关，并且响应于所述控制信号处于第二状态而断开所述开关，所述控制器进一步被配置为：根据由所述开关功率变换器采用的调节模式来在每个开关周期中确定所述开关的期望导通时间；选择被预测为继所述期望导通时间之后出现的跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的一个最小值，所述选择基于选择信号的值进行；以及在所述开关功率变换器的每个开关周期产生处于所述第一状态的所述控制信号，以在与所选择的跨所述开关的电压的多个预测的局部最小值中的最小值相对应的实际导通时间导通所述开关。
【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：史富强，李勇，J·W·克斯特松，D·恩古延，郑俊杰，
申请(专利权)人：艾沃特有限公司，
类型：发明
国别省市：
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