高功率因数双向单级全桥变换器及其控制方法技术

高功率因数双向单级全桥变换器及其控制方法，属于电力电子领域。解决了变换器采用高频变压器隔离拓扑效率、功率密度低的问题。用于电池充电与并网放电。第一至第十二开关管顺序四个一组组成第一、二、三全桥电路。单相交流电源连第一全桥电路。储能电感一端经电阻与吸收电容一端、二极管阴极连，其另一端与二极管阳极、c端连；死区电容一端和储能电感一端连a端，死区电容另一端和吸收电容另一端连b、d端。高频变压器原边与第二全桥电路连，其副边连第三全桥电路。滤波电容和电池按极性并接第三全桥电路i、j端。充电时第二全桥电路全通和对臂通交替进行；放电时第一全桥电路按与电网同频同相的驱动信号对臂导通，第三全桥电路对臂交替导通。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及一种高功率因数双向变流器技术，属于电力电子领域。
技术介绍
作为一种非线性负载，电力电子装置的广泛应用导致了大量的谐波污染，治理这种污染的根本措施是使变流器实现网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数。同时，由于安全性和电压匹配的需要，高功率因数双向变流器需采用变压器进行电气隔离。传统的高功率因数变流器采用网侧工频变压器隔离，连接单相PWM整流器的方案，体积和噪声很大，成本较高。目前得到广泛关注的是采用前级PWM整流器，后级双向DC/DC的方案，DC/DC级能够实现高频变压器隔离，采用两级结构各级可单独设计和控制，但控制电路较多。此外，两级结构导致变换效率低、系统元件多、功率密度低、成本较高。
技术实现思路
本专利技术所要解决的技术问题是解决目前高功率因数双向两级变流器存在的效率低、功率密度低的问题。提供一种。本专利技术解决其技术问题的技术方案高功率因数双向单级全桥变换器，其特征在于，该变换器包括由第一开关管S” 第二开关管&、第三开关管&、第四开关管、构成的第一全桥电路，死区电容C1、储能电感 L、电阻R、二极管D、吸收电容C2、由第五开关管&、第六开关管&、第七开关管S7、第八开关管S8构成的第二全桥电路，高频变压器T、第九开关管&、第十开关管Sltl、第十一开关管Sn、 第十二开关管S12构成的第三全桥电路、滤波电容C3、电池BAT ；单相交流电源Vg的两端分别与第一开关管S1和第三开关管&的连接点、第二开关管&和第四开关管、的连接点连接，死区电容C1并接在第一全桥电路的a端和b端；第一全桥电路的a端还与储能电感L的一端、电阻R的一端相连，储能电感L的另一端与二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与电阻R的另一端及吸收电容C2的一端相连， 吸收电容C2的另一端与第一全桥电路的b端相连；储能电感L的另一端还与第二全桥电路的c端相连，第二全桥电路的d端与吸收电容C2的另一端相连；第五开关管&和第七开关管S7的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组e端相连，第六开关管&和第八开关管S8的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组的f端相连；高频变压器T的副边绕组的g端与第九开关管&和第十一开关管S11的连接点引出线相连，高频变压器T的副边绕组的h端与第十开关管Sltl和第十二开关管S12的连接点引出线相连，第三全桥电路的i端与滤波电容C3和电池BAT的正极相连，第三全桥电路的j 端与滤波电容C3和电池BAT的负极相连。实现所述高功率因数双向单级全桥变换器的控制方法为充电时，对第五开关管&、第六开关管&、第七开关管S7、第八开关管&按设定的工作周期驱动，其余开关管不施加驱动脉冲，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为第一段，第五开关管&、第六开关管&、第七开关管S7、第八开关管S8全部导通；第二段，第五开关管&、第八开关管S8导通，第六开关管&、第七开关管S7截止；第三段，第五开关管&、第六开关管&、第七开关管S7、第八开关管S8全部导通；第四段，第六开关管&、第七开关管S7导通，第五开关管&、第八开关管S8截止。四段的时间长短可调，通过调整四管全通和对臂开关管导通的时间来调整充电时输出的大小。并网放电时，对第一开关管S1、第二开关管&、第三开关管&、第四开关管、按固定的工作周期导通，电网电压为正半周时，第一开关管S1、第四开关管、导通，电网电压为负半周时，第二开关管&、第三开关管&导通，对第五开关管&、第六开关管&、第七开关管 S7、第八开关管S8不施加驱动脉冲，对第九开关管&、第十开关管Sltl、第十一开关管sn、第十二开关管S12按设定的工作周期驱动，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为第一段，第九开关管&、第十二开关管S12导通，第十开关管Sltl、第十一开关管S11 截止；第二段，第九开关管&、第十开关管Sltl、第十一开关管Sn、第十二开关管S12全部截止；第三段，第十开关管Sltl、第十一开关管S11导通，第九开关管&、第十二开关管S12 截止；第四段，第九开关管&、第十开关管Sltl、第十一开关管Sn、第十二开关管S12全部截止。四段的时间长短可调，通过调整对臂开关管导通时间来调整并网放电时并网电流的大小。本专利技术和已有技术相比所具有的有益效果本专利技术的高功率因数双向单级全桥变换器，能够实现能量双向流动，网侧电流低谐波、单位功率因数；该变换器的输入输出采用高频变压器进行隔离，保证安全性并实现了电压调整，较传统工频隔离方案体积、噪音、成本都大大降低；单级结构的采用，省去了两级结构中的直流母线电容和DC/DC级电感，提高了效率和功率密度，降低了变换器成本；充电或放电时都只有四个开关管工作在高频状态，降低了开关损耗。充电时，只有开关管&、第六开关管&、第七开关管S7、第八开关管S8工作在高频状态，通过调节其导通时间实现对输出的控制；并网放电时，第一开关管S1、第二开关管&、第三开关管&、第四开关管、工作在工频状态，只有第九开关管&、第十开关管Sltl、第十一开关管Sn、第十二开关管S12工作在高频状态，通过调节其导通时间实现对并网功率的控制。此外，充、放电便于采用单个控制器数字控制软件实现，控制电路简单。附图说明图1是高功率因数双向单级全桥变换器的结构示意图。图2是充电时等效电路示意路。图3是充电时开关管时序控制图。图4是单相交流电源电压与网侧电流的波形示意图。图5是充电时工作周期第一、三段工作原理图。图6是充电时工作周期第二段工作原理图。图7是充电时工作周期第四段工作原理图。图8是并网放电时等效电路示意路。图9是并网放电时的开关管时序控制图。图10是单相交流电源电压、并网电流及工频开关时序示意图。图11是并网放电时工作周期第一段工作原理图。图12是并网放电时工作周期第二、四段工作原理图。图13是并网放电时工作周期第三段工作原理图。具体实施例方式结合附图对本专利技术作进一步说明。高功率因数双向单级全桥变换器，如图1所示。高功率因数双向单级全桥变换器，其特征在于，该变换器包括由第一开关管S” 第二开关管&、第三开关管&、第四开关管、构成的第一全桥电路1，死区电容(^、储能电感 L、电阻R、二极管D、吸收电容C2、由第五开关管&、第六开关管&、第七开关管S7、第八开关管S8构成的第二全桥电路2，高频变压器T、第九开关管&、第十开关管Sltl、第十一开关管 Sn、第十二开关管S12构成的第三全桥电路3、滤波电容C3、电池BAT。单相交流电源Vg的两端分别与第一开关管S1和第三开关管&的连接点、第二开关管&和第四开关管、的连接点连接，死区电容C1并接在第一全桥电路的a端和b端。第一全桥电路的a端还与储能电感L的一端、电阻R的一端相连，储能电感L本文档来自技高网...

【技术保护点】
１．高功率因数双向单级全桥变换器，其特征在于，该变换器包括：由第一开关管Ｓ１、第二开关管Ｓ２、第三开关管Ｓ３、第四开关管Ｓ４构成的第一全桥电路（１），死区电容Ｃ１、储能电感Ｌ、电阻Ｒ、二极管Ｄ、吸收电容Ｃ２、由第五开关管Ｓ５、第六开关管Ｓ６、第七开关管Ｓ７、第八开关管Ｓ８构成的第二全桥电路（２），高频变压器Ｔ、第九开关管Ｓ９、第十开关管Ｓ１０、第十一开关管Ｓ１１、第十二开关管Ｓ１２构成的第三全桥电路（３）、滤波电容Ｃ３、电池ＢＡＴ；单相交流电源Ｖｇ的两端分别与第一开关管Ｓ１和第三开关管Ｓ３的连接点、第二开关管Ｓ２和第四开关管Ｓ４的连接点连接，死区电容Ｃ１并接在第一全桥电路的ａ端和ｂ端；第一全桥电路的ａ端还与储能电感Ｌ的一端、电阻Ｒ的一端相连，储能电感Ｌ的另一端与二极管Ｄ的阳极相连，二极管Ｄ的阴极与电阻Ｒ的另一端及吸收电容Ｃ２的一端相连，吸收电容Ｃ２的另一端与第一全桥电路的ｂ端相连；储能电感Ｌ的另一端还与第二全桥电路的ｃ端相连，第二全桥电路的ｄ端与吸收电容Ｃ２的另一端相连；第五开关管Ｓ５和第七开关管Ｓ７的连接点引出线与高频变压器Ｔ的原边绕组ｅ端相连，第六开关管Ｓ６和第八开关管Ｓ８的连接点引出线与高频变压器Ｔ的原边绕组的ｆ端相连；高频变压器Ｔ的副边绕组的ｇ端与第九开关管Ｓ９和第十一开关管Ｓ１１的连接点引出线相连，高频变压器Ｔ的副边绕组的ｈ端与第十开关管Ｓ１０和第十二开关管Ｓ１２的连接点引出线相连，第三全桥电路的ｉ端与滤波电容Ｃ３和电池ＢＡＴ的正极相连，第三全桥电路的ｊ端与滤波电容Ｃ３和电池ＢＡＴ的负极相连。...

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：鲍谚，姜久春，张维戈，牛利勇，张宏韬，
申请(专利权)人：北京交通大学，
类型：发明
国别省市：11