变流器控制方法技术

不需要检测电源电压有效值，根据电源电压的波动进行直流电压的控制。ＰＩ控制部（７０２）对直流电压指令（Ｖｄｃ＊）与直流电压（Ｖｄｃ）之间的偏差（ΔＶｄｃ）进行ＰＩ控制，并输出ｄ轴电流指令值（Ｉｄ＊）。ＰＩ控制部（７０４）对ｄ轴电流指令值（Ｉｄ＊）与ｄ轴电流（Ｉｄ）之间的偏差（ΔＩｄ）进行ＰＩ控制，并输出ｄ轴电压指令值（Ｖｄ＊）。ＰＷＭ控制部（７０９）根据ｄ轴电压指令值（Ｖｄ＊）与ｑ轴电压指令值（Ｖｑ＊），输出控制变流器的转换动作的转换控制信号（Ｇ１）。根据ｄ轴电压指令值（Ｖｄ＊）在电压指令计算部（７１０）中生成直流电压指令（Ｖｄｃ＊）。

【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】
本专利技术涉及，特别是涉及控制对多相电流进行整流的变流器的方 法。
技术介绍
当对从交流电源获得的电流进行整流而得到直流电压时，优选较高的功率因数。 例如为了在使用电压型PWM变流器时使功率因数成为1，需要将所输出的直流电压设定为 比交流电源的输出电压的峰值高的值。因此在实际使用的交流电源的输出电压的规格不明 确时，将直流电压设定为比一般规格的电压高的电压。但是，将从变流器输出的直流电压的设定值提高，会使施加到输入该直流电压的 逆变器装置的电压值的最大值上升。这会使变流器及逆变器所具有的开关元件、介于交流 电源与变流器之间的电抗器的损失增大，甚至会发生使变流器/逆变器整体的变换器效率 降低的问题。为了避免这样的事态，提出了如下方法检测交流电源的输出电压，并把设定直流 电压的电压下限值调整为比所检测出的电压的峰值高的值(例如后述的专利文献1)。专利文献1 日本特开平7-245957号公报专利文献2 日本特开2006-6406号公报但是，在上述方法中需要检测交流电源的输出电压的电压检测电路，使得控制电 路的尺寸、成本增力卩。进而，在设定直流电压的指令值时，需要考虑电压检测电路的误差，很 难将直流电压的升压抑制在最小限度。另一方面，还提出了以PWM变流器的调制率与调制率指令值之间没有差异的方式 来设定直流电压的指令值的方法(例如上述的专利文献2)。根据该方法，无需检测交流电 源的输出电压，可以根据交流电源的电压波动来控制直流电压。但在上述方法中，为了使调制率与调制率指令值一致，在计算直流电压的指令值 时需要积分器。并且，还另外需要用于获得在PWM控制中使用的电压指令值的积分器。因 此，如之后作为针对本专利技术的实施方式的比较例来进行叙述的那样，在经过瞬时电压下降 而恢复时，上述两种积分器的动作会干扰，存在产生直流电压的过冲的问题。
技术实现思路
本专利技术的目的在于，无需检测电源电压有效值，根据电源电压的波动进行直流电 压的控制。通过实现上述目的，也提高控制的可靠性，也降低了元件耐压。本专利技术优选的方式中，其目的还在于，避免经过瞬时电压下降后恢复时的直流电 压的过冲。本专利技术的是，在从多相电源⑴输入多相电流(Ir、Is、It)进行转 换而输出直流电压(Vdc)的变流器(3)中，对所述直流电压(Vdc)进行控制的方法。所述 直流电压的指令值为直流电压指令值(Vdc*)。利用在以所述多相电源的电源频率(ω/2 π)旋转的旋转坐标系中成对的第1电压(Vd)及第2电压(Vq)来表示输入到所述变流器的多 相电压。所述第2电压相对于所述第1电压相位超前90度。针对所述第1电压及所述第 2电压的指令值分别为第1电压指令值(VcT)及第2电压指令值(Vcf)。本专利技术的的第1方式中，求出所述直流电压相对于所述直流电压 指令值(Vdc)的偏差(AVdc)，根据所述第1电压指令值及所述第2电压指令值来控制所 述转换，根据所述第1电压指令值确定所述直流电压指令值。例如，求出所述第1电压指令值(VcT)的平方与所述第2电压指令值(Vcf)的平方 之和的平方根，作为输入到所述变流器(3)的所述多相电压的电压(Vi)的估计值，根据所 述估计值确定所述直流电压指令值(Vdc*)。例如，在所述多相电源(1)与所述变流器(3)之间设有流过所述多相电流(Ir、 Is、It)的电抗器组(2)，求出从所述第1电压指令值(VcT)中至少减去积(r · Id)得到的 值(VcT-r · Id)，作为所述多相电源的电压(Vs)的估计值，其中，所述积(r · Id)是在所述 旋转坐标系中表示的所述电抗器组的电阻成分(r)、和在所述旋转坐标系中表示的所述多 相电流的与所述第1电压同相的成分(Id)之间的乘积，根据所述估计值确定所述直流电压 指令值(Vdc*)。或者例如，在所述多相电源(1)与所述变流器(3)之间设有流过所述多相电流 (Ir、Is、It)的电抗器组(2)，求出从输入到所述变流器的所述多相电压的电压(Vi)中至少 减去下述乘积得到的值(Vi-r · Id)，其中，所述乘积是在所述旋转坐标系中表示的所述电 抗器组的电阻成分(r)、和在所述旋转坐标系中表示的所述多相电流的与所述第1电压同 相的成分(Id)之间的乘积，根据所述值确定所述直流电压指令值(Vdc*)。或者例如，将所述多相电源的电压(Vs)的估计值除以余弦值(cosuO所得到的 值(Vs/cosuO作为输入到所述变流器的所述多相电压(Vi)的估计值，其中，所述余弦值 (cosv)是所述第2电压指令值(Vcf)除以所述第1电压指令值(VcT)所得的值的反正切 (Ψ = tan-HVqVVd*))的余弦值，根据所述估计值确定所述直流电压指令值(Vdc)。本专利技术的的第2方式是，在该第1方式中，在所述直流电压指令值 (Vdc*)的确定中排除了包含积分因子的反馈回路。在第1及第2方式中，例如在所述直流电压指令值(Vdc*)的确定中，采用针对所 述第1电压指令值或输入到所述变流器的多相电压(Vi)的估计值或所述多相电源的电压 (Vs)的估计值的线性运算。本专利技术的的第3方式是，在该第2方式中，与输入直流电压(Vdc) 的逆变器(4)的动作相关联地，设定所述上述运算中使用的常数。本专利技术的的第4方式是，在该第1方式或第2方式中，所述方法还 包括针对所述第1电压指令值(Vcf)或输入到所述变流器(3)的多相电压(Vi)的估计值 或所述多相电源的电压(Vs)的估计值的滤波处理。根据本专利技术的的第1方式，虽然需要多相电源的电源相位，但不 需要多相电源的电压。因此，不需要用于检测多相电源的电压的电路结构，在抑制尺寸和制 造成本的同时控制直流电压，并容易提高输入功率的功率因数。根据本专利技术的的第2方式，直流电压指令值的确定中不含有如积 分因子那样的时间延迟因子，因此该确定不会伴随瞬停/恢复而延迟。因此，可以避免基于该延迟的直流电压的过冲的产生。根据本专利技术的的第3方式，可以根据逆变器的负载的运行来设定 直流电压，因此可以扩大逆变器的运行区域。根据本专利技术的的第4方式，通过在直流电压指令值的确定中含有 如一阶延迟因子、平均计算这样的滤波处理，使确定直流电压指令的控制系统的响应比确 定第1电压指令值及第2电压指令值的控制系统的响应延迟，并对瞬态响应进行稳定的控 制。通过以下详细说明和附图，可以更明白本专利技术的目的、特征、情况以及优点。 附图说明图1是示出应用了本专利技术的实施方式的的变流器以及与其周边 连接的结构的电路图。图2是示出以往的变流器波形控制部的结构的电路图。图3是示出以往的变流器波形控制部的动作的曲线图。图4是示出本专利技术的第1实施方式的变流器波形控制部的结构的电路图。图5是示出本专利技术的第1实施方式的变流器波形控制部的动作的曲线图。图6是示出本专利技术的第2实施方式的变流器波形控制部的结构的电路图。图7是示出本专利技术的第3实施方式的变流器波形控制部的结构的电路图。图8是例示电压指令值计算部的结构的框图。图9是示出直流电压指令值与电源电压之间的关系的曲线图。图10是例示电压指令值计算部的其它结构的框图。图11是示出直流电压指令值与电源电压之间的关系的曲线图。图12是例示电压指令值计算部的另一其它结构的框图。图13是示出直流电压指令值与电源本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种变流器控制方法，在从多相电源（１）输入多相电流（Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔ）进行转换而输出直流电压（Ｖｄｃ）的变流器（３）中，对所述直流电压（Ｖｄｃ）进行控制，其中，　　所述直流电压的指令值为直流电压指令值（Ｖｄｃ↑［＊］），　　利用在以所述多相电源的电源频率（ω／２π）旋转的旋转坐标系中成对的第１电压（Ｖｄ）及第２电压（Ｖｑ）来表示输入到所述变流器的多相电压，　　所述第２电压相对于所述第１电压相位超前９０度，　　针对所述第１电压及所述第２电压的指令值分别为第１电压指令值（Ｖｄ↑［＊］）及第２电压指令值（Ｖｑ↑［＊］），　　求出所述直流电压相对于所述直流电压指令值（Ｖｄｃ↑［＊］）的偏差（ΔＶｄｃ），　　根据所述第１电压指令值及所述第２电压指令值来控制所述转换，　　根据所述第１电压指令值确定所述直流电压指令值。

【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】...

【专利技术属性】
技术研发人员：川嶋玲二，
申请(专利权)人：大金工业株式会社，
类型：发明
国别省市：JP[日本]