【技术实现步骤摘要】
本专利技术属于变换器领域，更具体地，涉及一种采用对称双电感混合的σ变换器。
技术介绍
1、随着数据中心和通信系统的功耗不断增加，为了减少配电过程中的欧姆损耗，采用更高的总线电压(如48v)已经变得非常普遍。然而，这种向48v配电的转变对功率转换器提出了更高的要求：需要具有非常大的转换比和稳压能力。
2、一种常见的解决方案是使用两级方法，即48v总线首先转换为中间电压(如12v)，然后使用电压调节模块降压至约1v。另外，48v直接降压至负载点(pol，point of load)的架构也已经被提出，降低了成本，并进一步提高了功率转换效率和功率密度。在这些直接转换方法中，混合开关电容(hsc，hybrid switched capacitor)网络显示出非常高的性能，大大提高了能量利用率，并在保持高效率的同时减小变换器体积。与基于纯电感的转换(例如buck/boost)相比，电感元件的伏秒积大大减小了，因此尺寸也可以大大减小。然而，传统的hsc拓扑控制复杂性高以及器件数量过多，且现有的占空比计算方法精度不高，存在调节误差大的问题。
3、目前还有采用双电感混合技术的方案，此方案的电路共有4个工作模态，对于偶数阶网络来说两个相是完全对称的，因此两组开关可以采用相同的控制信号，在实际中只需要计算一组占空比。然而，奇数阶网络仍然存在需要采用不对称控制时序的问题，此外，过多的器件数量也导致其功率密度受限。
4、因此，现有方案中存在功率密度受限，无源器件利用率低，奇阶开关电容网络存在电感电流不平衡，以及控制复
技术实现思路
1、针对相关技术的缺陷，本专利技术的目的在于提供了一种采用对称双电感混合的σ变换器，旨在解决现有方案中存在功率密度受限，无源器件利用率低，奇阶开关电容网络存在电感电流不平衡，以及控制复杂度高的问题。
2、为实现上述目的，本专利技术提供了一种采用对称双电感混合的σ变换器，包括：hsc非稳压子变换器和同相buck-boost子变换器；
3、所述hsc非稳压子变换器的两相交错并联，包括：第一电感w1、第二电感w2、第一相低侧开关sl,1、第二相低侧开关sr,1、第一相高侧开关sl,i、第二相高侧开关sr,i、第一相飞电容cl,t、第二相飞电容cr,t，其中2≤i≤n+1，1≤t≤n-1；
4、第一电感w1和第二电感w2并联，第一端连接输出端，第二端分别为第一开关节点ph1和第二开关节点ph2；第一开关节点ph1通过第一相低侧开关sl,1接地，第二开关节点ph2通过第二相低侧开关sr,1接地；
5、第一相高侧开关sl,2的源极与同相buck-boost子变换器相连，第一相高侧开关sl,2的漏极第二相高侧开关sr,3的源极相连，并且，第一相高侧开关sl,2的漏极通过第一相飞电容cl,1与第一开关节点ph1连接；
6、第二相高侧开关sr,2的源极与同相buck-boost子变换器相连，第二相高侧开关sr,2的漏极第一相高侧开关sl,3的源极相连，并且，第二相高侧开关sr,2的漏极通过第二相飞电容cr,1与第二开关节点ph2连接；
7、第一相高侧开关sl,j的源极与第二相高侧开关sr,j-1的漏极相连，第一相高侧开关sl,j的漏极与第二相高侧开关sr,j+1的源极相连，并且，第一相高侧开关sl,j的漏极通过第一相飞电容cl,j-1与第一开关节点ph1连接；第二相高侧开关sr,j的源极与第一相高侧开关sl,j-1的漏极相连，第二相高侧开关sr,j的漏极与第一相高侧开关sl,j+1的源极相连，并且，第二相高侧开关sr,j的漏极通过第二相飞电容cr,j-1与第二开关节点ph2连接；其中，3≤j≤n,j和n分别为正整数；
8、第一相高侧开关sl，n+1的漏极和第二相高侧开关srl，n+1共同连接至输入电压；
9、所述同相buck-boost子变换器和hsc非稳压子变换器之间采用σ连接。
10、可选的，所述同相buck-boost子变换器为h桥结构，包括：第一开关q1、第二开关q2、第三开关q3、第四开关q4和电感l；第一开关q1和第二开关q2组成一个半桥，连接hsc非稳压子变换器；第一开关q1和第二开关q2组成另一个半桥，电感l连接在两个半桥之间；
11、所述第一开关q1包括第一子开关q1a和第二子开关q1b，所述σ连接为hsc非稳压子变换器的两相高侧开关分别通过第一σ电容cs,1和第二σ电容cs,2与同相buck-boost子变换器的第一开关q1包括第一子开关q1a和第二子开关q1b连接。
12、可选的，所述第一电感w1和第二电感w2的相位差为180°。
13、可选的，所述第一电感w1和第二电感w2采用相同匝数的两个绕组组成的耦合电感。
14、可选的，所述变换器的整体转换比：
15、
16、其中，n为hsc网络的阶数，d为buck-boost子变换器的占空比。
17、可选的，所述同相buck-boost子变换器的稳压范围为vin/2n至vin/(2n+1)。
18、第二方面，本专利技术还提供一种采用对称双电感混合的pol变换器的控制方法，应用于如第一方面中任意一项所述的变换器，控制所述hsc非稳压子变换器和同相buck-boost子变换器中的开关，以使所述变换器工作在不同模态下。
19、可选的，控制第一相低侧开关sl,1和第一相高侧开关sl,i全部开启，第二子开关q1b和第二开关q2关闭，以使所述变换器工作在第一模态；
20、第一σ电容cs1通过第一子开关q1a为同相buck-boost子变换器供电，第二σ电容cs2通过第一相飞电容cl,1补充电荷；第一相低侧开关sl,1在第一开关节点ph1处将第一电感w1接地；由cl,1，cr,1和cl,2，……，cr,n-2和cl,n-1，cr,n-1构成的n条电容支路与第二电感w2谐振，对应的谐振电流分别为iin，1/2iin，……，1/2iin，iin，电流在第二开关节点ph2处共同汇入第二电感w2，第二开关节点ph2电压上升至2vout；同时，第一电感w1和第二电感w2的电流相等，共同作为输出电流。
21、可选的，控制所有开关关断，电容保持静止，以使所述变换器工作在第二模态，此处为所述hsc非稳压子变换器的死区；
22、所述同相buck-boost子变换器的电感电流il从第一开关节点ph1和第二开关节点ph2上断开，通过第二开关q2将其接地；第一开关节点ph1在第一电感w1磁化电流的作用下，充电至2vout；第二开关节点ph2在第二电感w2磁化电流的作用下放电至零。
23、可选的，控制变换器的电路状态与在第一模态时的电路状态对称，以使所述变换器工作在第三模态；
24、控制变换器的电路状态与在第二模态时的电路状态对称，以使所述变换器工作在第四模态。
25、通过本专利技术所本文档来自技高网...
【技术保护点】
1.一种采用对称双电感混合的σ变换器，其特征在于，包括：HSC非稳压子变换器和同相buck-boost子变换器；
2.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述同相buck-boost子变换器为H桥结构，包括：第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4和电感L；第一开关Q1和第二开关Q2组成一个半桥，连接HSC非稳压子变换器；第一开关Q1和第二开关Q2组成另一个半桥，电感L连接在两个半桥之间；
3.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述第一电感w1和第二电感w2的相位差为180°。
4.如权利要求3所述的变换器，其特征在于，所述第一电感w1和第二电感w2采用相同匝数的两个绕组组成的耦合电感。
5.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述变换器的整体转换比：
6.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述同相buck-boost子变换器的稳压范围为VIN/2N至VIN/(2N+1)。
7.一种采用对称双电感混合的PoL变换器的控制方法，应用于如权利要求1-6任意一项所述的变换器，其特征在于，控
8.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，控制第一相低侧开关SL,1和第一相高侧开关SL,i全部开启，第二子开关Q1B和第二开关Q2关闭，以使所述变换器工作在第一模态；
9.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，控制所有开关关断，电容保持静止，以使所述变换器工作在第二模态，此处为所述HSC非稳压子变换器的死区；
10.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，控制变换器的电路状态与在第一模态时的电路状态对称，以使所述变换器工作在第三模态；
...【技术特征摘要】
1.一种采用对称双电感混合的σ变换器，其特征在于，包括：hsc非稳压子变换器和同相buck-boost子变换器；
2.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述同相buck-boost子变换器为h桥结构，包括：第一开关q1、第二开关q2、第三开关q3、第四开关q4和电感l；第一开关q1和第二开关q2组成一个半桥，连接hsc非稳压子变换器；第一开关q1和第二开关q2组成另一个半桥，电感l连接在两个半桥之间；
3.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述第一电感w1和第二电感w2的相位差为180°。
4.如权利要求3所述的变换器，其特征在于，所述第一电感w1和第二电感w2采用相同匝数的两个绕组组成的耦合电感。
5.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述变换器的整体转换比：
6.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述...
【专利技术属性】
技术研发人员：闵闰，周吉来，洪昊，童乔凌，周傲松，雪丹，
申请(专利权)人：华中科技大学，
类型：发明
国别省市：
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