一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法技术方案

本发明专利技术公开了一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法，包括如下步骤：基于已知的前两帧信号帧，通过线性插值得到当前帧的初始信道估计值；基于当前帧的初始信道估计值和当前帧的伪随机序列，计算当前帧的相邻码间干扰；通过前一帧均衡的数据和前一帧的信道估计值，计算对当前帧的相邻符号间的干扰；从接收时域同步头对应的ＰＮ３部分减去上述的相邻符号间干扰和相邻码间干扰；将去除干扰后的信号与ＰＮ３进行循环相关，得到相对准确的当前帧的信道估计值；累计迭代次数，将当前帧的信道估计值代替初始信道估计值，重新计算相邻码间干扰，得到更加精确的信道估计值。

A channel estimation method for long time synchronous orthogonal frequency division multiplexing systems with long time delay and multipath resistance

The invention discloses a method for the estimation of anti multipath channel a long delay time domain synchronous orthogonal frequency division multiplexing system, which comprises the following steps: the first two frames of the signal frame based on the known initial channel estimate of the current frame is obtained by linear interpolation; initial channel estimation of pseudo random sequence current frame and current frame based on value the calculation of the current frame, adjacent channel intersymbol interference; through the previous frame balance data and previous frame estimates, calculating the interference to the current frame between adjacent symbols; from the corresponding synchronization receiving time minus the PN3 part of the adjacent symbol interference and intersymbol interference between adjacent signal and remove; after PN3 interference of cyclic correlation, a channel estimation value by the current frame relatively accurate; the cumulative number of iterations, the value of the estimated value instead of the initial channel estimation of the current frame, weight New computation of adjacent ISI results in more accurate channel estimation.

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及。
技术介绍
传统的正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,简称 OFDM)系统通过引入循环前缀，消除前一个符号带来的相邻符号间干扰(Inter Signal Interference,简称ISI)，使得每一个0F匿符号的由多径信道带来的干扰都是自己本身， 而在时域同步正交步员分复用(Time DomainSynchronous-Orthogonal Frequency Division Multiplexing,简称TDS-0FDM)系统中，时域同步头伪随机(PN)序列取代了循环段前缀， 填充在反快速傅里叶逆变换(IFFT)后的时域发射信号之前。如图1、2所示，在发送端传 输的信号帧可以分成在时间上互不重叠的两部分，即PN序列{Ci.kK^M—工和数据部分{Si,k} k = 。N—、如图3、4所示，由于多径效应的存在，在接收端接收信号{ri,k}k = 。M+N—4卩由混叠的两部分所构成{yi,k}k=r—s表示pN序列和信道冲激响应的线性巻积结果；以及{Xi,k}k=r—2则表示数据部分{Si,k}k = 。N—1和信道冲激响应的线性巻积结果。 正是由于多径时延扩展现象，导致了接收信号的混叠，在没有保护前缀的情况下， 就会产生ICI和ISI的干扰。因此需要采取一定的措施对干扰进行消除，实现接收信号 {Xi,k}k = 。m—工和{yi,k}k = 。M+H的分离，而对信道的估计则是消除干扰的基础。
技术实现思路
本专利技术所要解决的技术问题就是为了克服以上的不足，提出了。 本专利技术的技术问题通过以下的技术方案予以解决 —种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法，包括如下步 骤第一步将时域同步头PN系列中的第3个PN序列PN3位置所对应的接收数据去除相卩符号间干扰和相邻码间干扰，得到的值记为y'第二步将第一步所得到的值y' 3与pn3序列进行循环相关i^=/ 3口 =<formula>formula see original document page 4</formula>，并得到信道估计值/j=.<formula>formula see original document page 4</formula>，其中A-表示时域同步头PN系列中的第3部分，L为多径的长度，K为相关长度。 所述相邻符号间干扰通过如下方法得到(1)、对第-1帧数据进行迫零均衡重构，得到第i-i帧数据的时域形式S,一 -阵5w =〃/-l，丄-2 … lu-l ^一l，丄一l 〃z—l,丄一2;(2)、根据第i-i帧的信道估计值构建矩/2 /20，并计算Bi—得到相邻符号间干扰c 所述第i-l帧数据的时域形式通过如下方法得到将消除噪声后的接收数据先进行循环重构A.u二X';然后直接进行N点的DFT频域均衡，再进行IDFT变换，得到第i-l帧数据的时域形式^w =/DiT 截取最后的k项，得到《- & =,0<W慮后l，An十l1 所述相邻码间干扰通过如下方法得到(11)、基于已知的前两个信号帧的信道冲 激响应，通过线性插值得到当前帧的初始信道估计值；(22)、根据当前帧的初始信道估计值得到4 =〃W-f+2 ''W-f+l/20…0 0…0^-3 0…000…00…0，计算AiP3，得到相邻码间干扰c在步骤(11)中还将初始信道冲激响应的迭代序号置一初始值；在第二步中还将信道估计值的迭代序号加1 ;所述第二步后还包括如下步骤第三步判断迭代序号是否达 到预设值，如否则返回步骤(22)，并将第二步中得到的信道估计值作为当前帧的初始信道 估计值，继续迭代；如是则迭代停止，第二步得出的信道估计值即最终信道估计值。 所述迭代序号的初始值为O，所述第三步中的预设值为2或3。5 本专利技术与现有技术对比的有益效果是本专利技术的时域同步正交频分复用的信道估 计方法可以对长时延信道进行精确估计，而且处理简单，容易实现，且占用资源少。在得到 信道估计值后，即可采取一定的措施对干扰进行消除。附图说明 图1是发送信号帧的结构示意图； 图2是发送信号帧的时域分解示意图； 图3是接收信号帧的结构示意图； 图4是接收信号帧的时域分解示意图； 图5是TDS-0F匿系统时域同步头的填充方式示意图； 图6是循环巻积和线性巻积的关系示意图； 图7是多径长度M-K+l < L《K的示意图； 图8是本专利技术具体实施方式的ISI和ICI干扰消除示意图； 图9是本专利技术具体实施方式的流程示意图。具体实施例方式如图5所示，时域同步头包含3个带重叠部分的完整PN序列，当采用PN3这个窗 口来进行相关信道估计的时候，时域同步头前面的2、1部分就相当于PN3的保护前缀，由于 循环巻积和线性巻积具有如图6所示的关系，因此多径长度不能大于M-K+l (M为时域同步 头的长度，而K表示PN序列的周期)。 一旦多径长度大于M-K+l，就破坏了 PN序列良好的 相关特性，产生ISI和ICI的干扰。为了抗较长的多径时延，使得抗多径能力达到L < = K， 就需要在进行相关信道估计之前，先消除ISI和ICI。 根据如图7所示的多径接收示意图，当多径长度M-K+l < L《K时，PN3窗口接收 的数据就会受到前一帧数据的ISI干扰和PN3本身的ICI干扰，可以用下面的公式来表示<formula>formula see original document page 6</formula><formula>formula see original document page 6</formula> 其中，p3表示PN3部分的本地PN序列<<formula>formula see original document page 6</formula><formula>formula see original document page 7</formula> 由公式(3)和(4)可以看出，ICI和ISI都是超出M-K+l长度的那部分冲击响应 所造成的。 如图8、9所示，一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方 法，包括如下步骤 第一步将PN3位置所对应的接收数据去除相邻符号间干扰和相邻码间干扰，得<formula>formula see original document page 7</formula> 所述相邻符号间干扰通过如下方法得到(1)、对前一帧(第i-l帧)数据进行迫零均衡重构，得到第i-l帧数据的时域形式s-,=;(2)、根据第i-l帧的信道估计值构建矩阵li =<formula>formula see original document page 7</formula>，并计算B卜^卜得到相邻符号间干扰ISI。所述第i-l帧数据的时域形式通过如下方法得到将消除噪声后的接收数据先进w Af燃后直接进行N点的DFT频域均衡，再进行IDFT，得到第i-1帧数据的时域本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法，其特征在于：包括如下步骤：　　　　第一步：将时域同步头ＰＮ系列中的第３个ＰＮ序列（ＰＮ３）位置所对应的接收数据去除相邻符号间干扰和相邻码间干扰，得到的值记为ｙ′↓［３］；　　　　第二步：将第一步所得到的值ｙ′↓［３］与ＰＮ３序列进行循环相关Ｒ↓［ｎ］＝ｐ↓［３］□ｙ′↓［３］＝＊ｃ↓［ｉ，ｍ］ｙ′↓［ｉ，（ｍ＋ｎ）％Ｋ］，ｎ＝０，１，２，…，Ｌ－１，并得到信道的冲击响应估计值＊＊＊，其中＊＊＊表示时域同步头ＰＮ系列中的第３部分，Ｌ为多径的长度，Ｋ为相关长度。

【技术特征摘要】
一种时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法，其特征在于包括如下步骤第一步将时域同步头PN系列中的第3个PN序列(PN3)位置所对应的接收数据去除相邻符号间干扰和相邻码间干扰，得到的值记为y′3；第二步将第一步所得到的值y′3与PN3序列进行循环相关Rn＝p3□n＝0，1，2，…，L-1，并得到信道的冲击响应估计值其中表示时域同步头PN系列中的第3部分，L为多径的长度，K为相关长度。2.根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法，其特征在于所述相邻符号间干扰通过如下方法得到(1)、对第i-l帧数据进行迫零均衡重构，得到第i-l帧数据的时域形式(2)、 0… 0…根据第i-l帧的信道估计值构建矩阵及1^z—l，丄一l ^',一1，丄一2卜H《+2 〃,-1>/-《+1〃,一1，丄一l 〃卜1,一2〃0，并计算BHSH，得到相邻符号间干扰.3.根据权利要求2所述的时域同步正交频分复用系统的抗长时延多径的信道估计方法，其特征在于所述第i-l帧数据的时域形式通过如下方法得到将消除噪声后的接收数据先进行循环重构,^ =衡，再进行idft变换，得到第i-i帧数据的时域形式vw = /,r然后直接进行N点的dft频域均，0《k<N ;最后截取最后的k...

【专利技术属性】
技术研发人员：刘鲲，陈丽恒，姜光兴，
申请(专利权)人：深圳市力合微电子有限公司，
类型：发明
国别省市：94[中国|深圳]