有功率因数校正功能的灯用电子镇流器制造技术

通过把来自电压源的高频电流直接馈送给交流侧整流器端子中的一个来改善功率因数和减小线电流ＴＨＤ。低频电源对交流侧整流器端子呈现出低值电容性电源阻抗。谐振负载灯电路连接在逆变器输出节点和输入整流器电路直流输出端中的一个之间。高频电容连接在输入整流器电路的交流侧端子和诸如灯端子之一或逆变器输出端的电压源之间。若该连接是连接到逆变器输出端；则最好把第二高频电容从交流侧端子中的另一个直接连接到逆变器输出端。（*该技术在2020年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及用来驱动诸如荧光灯的放电灯的电子镇流器，更详细地说，涉及有源部件数目最小的这种镇流器。为了在高度竞争的市场上销售，人们大量制造主要是磁耦合的自振逆变器。半桥逆变器得到广泛应用，因为它们具有比较少的零件数。这样的逆变器可以分类为两组利用具有饱和铁心的电流变压器并一般带有功率BJT(双极结型晶体管)的；和利用具有线性铁心的电流变压器并一般带有MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)的。正如普通的技术人员都会意识到的，在这种情况下，线性铁心工作在具有曲线形B-H特性的区域，而不是急剧变化的B-H特性的区域上的；就是说，任何时候光通量水平都是这样的，使得励磁电流的明显增加总是伴随着光通量水平的明显增加。美国专利5，608，295公开了一种具有在逆变器输出和信号地之间的串联负载电路中的线性铁心谐振电感的镇流器电路。该电感具有连接到开关晶体管的控制电极上的次级绕组。负载电路包括调谐电容C8和匹配变压器的初级绕组。荧光灯连接到次级绕组或匹配变压器的绕组，而一个或两个附加的调谐电容连接在灯的两端。反馈导体连接在匹配变压器初级绕组一个抽头和两个串联在全波桥式整流电路的AC输入端两端的47nf(毫微法拉)反馈电容之间的节点之间。这个专利传授低频(电源线)输入电流对起载波作用的高频反馈电流进行调幅，以便在低频周期的大部分通过桥式整流器传输低频输入电流。因而，很清楚，线电流仍旧是不连续的。本专利技术的一个目的是为电子镇流器中的功率因数校正提供一种效能价格合算的解决方案。按照本专利技术，在低频至高频的功率变换器中包括低频线电压的电容性电源阻抗源，它具有电源连接点，在所述连接点之间维持低频线电压，直流电源电路，它具有至少两个二极管和4个端子以及蓄能电容，这些端子中的两个是连接到电源连接点的交流侧端子，这些端子中的两个是直流侧端子，所述二极管中的一个连接在一个交流侧端子和一个直流侧端子之间。半桥逆变器，它连接成从直流侧端子接收直流电压，所述逆变器包括两个串联的开关晶体管，并在所述晶体管之间具有输出节点，用来提供高频输出电压，和负载电路，用来传输高频电流，它连接在输出节点和一个直流侧端子之间，所述负载电路包括多个负载电路元件，后者包括谐振电感；和所述谐振电感构成谐振电路的一部分的至少一个谐振电容；和用于非线性负载的两个负载连接点，所述非线性负载在工作状态下至少基本上是电阻性的，高频电容，用来为第二高频电流提供通路，所述高频电容连接在一个交流侧端子和沿着负载电路的有高频电压的位置之间，所述高频电容具有这样选择的数值，使得高频电容在高频电压每一个周期的第一部分期间从所述交流侧端子接收能量，而在高频电压每一个周期的不同部分期间高频电容把所述能量传输给蓄能电容。在第一最佳实施例中，非线性负载是放电灯。给灯供电的连接线之一直接或通过匹配变压器处于信号地，而电压反馈电容连接到另一根连接线。在这个实施例中，在正常工作期间，直流电源电路从不直接从交流侧端子向蓄能电容传输能量。在另一个实施例中，反馈电容直接连接到逆变器输出端。从该点起最好有两个反馈电容，各有一个连接到电磁干扰(EMI)滤波器和整流器输入端之间交流线路的每一侧。在这个实施例中，在由一个开关晶体管和另一个晶体管引起的导通之间的时间间隔过程中，这些电容向交流侧提供电流反馈，而这些电容中的一个在开关晶体管另一次导通之前放电。另外，在每一个正常操作的高频周期的一部分期间中，线路输入端直接向负载电路提供能量。直流电源电路最好是全波桥式整流器，它具有与每一根桥路直流连接线串联的快速恢复二极管。以下将利用附图讨论按照本专利技术的转换器的实施例。附图说明图1是按照本专利技术的第一种灯用镇流器的简化电路图；图2是基于图1实施例的概念电路，表示向交流侧的电压反馈；图3是定时图，表示图2的电路的电压和电流的波形；图4是图2电路用的线电压和线电流的模拟；图5是具有直接来自逆变器的电压反馈的图1的电路的变型的简化电路图；图6是图5的实施例的较简单的电路变型的简化电路图；图7是图5的电路的线电流的模拟。图1的转换器包括逆变器，后者由串联在正的和负的直流母线之间的开关晶体管S1，S2形成，具有存储在大容量电解电容CB中的高压直流。由慢速二极管D1-D4和两个快速恢复二极管Da，Db形成的全波桥式整流器向直流母线提供功率。线路功率通过由串联电感Lf和并联电容Cf形成的EMI滤波器提供给桥式整流器，并提供给桥式整流器的两个交流端子。快速恢复二极管Da连接在正的直流母线和慢速二极管D1和D2的阴极之间，快速恢复二极管Db连接在负的直流母线和慢速二极管D3和D4的阳极之间。于是正的和负的直流母线形成整流电路的直流侧端子。这种安排减少了电路的零件成本，因为快速恢复二极管比正常的慢速二极管贵的多。正如本专业普通的技术人员都清楚的，若4个桥路二极管都是快速恢复型的，则二极管Da，Db可以不用。负载电路连接在作为信号地的负直流母线和两个开关之间的逆变器输出节点之间。负载电路包括线性铁心谐振电感Lr、隔直流电容Cd和谐振电容Cr，而荧光灯FL1与所述谐振电容并联。高频电容C1连接在交流侧第一端子与灯端子和隔直流电容之间的连接点之间，在每一个高频周期期间提供能量传输脉冲。镇流器行业的普通技术人员都知道，应该优化电路，以便使流过灯的电流呈正弦形，而且使灯两端的电压恒定。因而通过电容C1的功率反馈基本上是从恒定的交流电压源的反馈的。通过分析图2所示的概念电路的行为，即可理解图1的电路的工作情况。高频电压源Vf是图1的负载电路的理想化等效电路。所示这个电压是图3的第一条线，它与线电压vin、二极管D1-D4和高频电容C1一起起作用，形成一个周期工作的4个不同阶段。在时刻t0，电压Va=VB，而Vb=VB-vin。在从t0到t1的时间间隔内，电压Uf从其峰值降低，结果电压va和vb都降低。二极管D1截止，因为电压va＜VB(大型蓄能电容CB两端的电压)，所以没有电流流过电容C1。当电压va降低到数值vin而vb=0时，便达到时刻t1。从t1到t2二极管D4导通，电流向C1充电。当Vf达到负的峰值，而二极管D4停止导通时，便达到时刻t2。电容C1的最大电压是max=Vf+vin从t2到t3Vf上升，而同时二极管D1被反向偏置，因为Va＜Vb。在这个时间间隔中没有线电流，也没有电流流过电容C1，于是Va和Vb都增大。当Va=Vb而二极管D1开始导通时，便达到时刻t3。从t3到t4二极管D1导通，而在Vf继续上升时电容C1通过D1放电。电容C1的放电向大型电容CB传输能量。没有线电流，因为二极管D2和D3截止。当电压Va=Vb，而Vf达到其峰值时，便达到时刻t4。电容C1的最小电压Vcmin=Vb-Vf。然后重复这个周期。从以上分析很清楚，线电流只有在向电容C1传输能量时才流动，并且只有在不同的时间才从高频电容C1向大型电容CB传输能量。在整个开关周期中，平均输入线电流由下式给出iin，avg=C1．fs(vin+2Vf-Vb)为了达到1的功率因数，电源的峰-峰电压Vf必需等于直流母线电压，于是VB=2Vf。只要把电路设计得满足这个条件，输入线电流才与线电压成正比，于是该电路便具有1的功率因数。对这个电路进行了模拟，模拟的线电本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种低频至高频的功率转换器，它包括：电源连接点，用来连接到低频线电压；直流电源电路，它具有至少两个二极管（Ｄ１－Ｄ４）和４个端子，以及蓄能电容（ＣＢ），所述端子中的两个是连接到所述电源连接点并且通过电容性阻抗（Ｃｆ）彼此连接的交流侧 端子，所述端子中的两个是直流侧端子，所述二极管中的一个连接在所述交流侧端子之一和所述直流侧端子之一之间；半桥逆变器，它连接成从所述直流侧端子接收直流电压，所述逆变器包括两个串联的开关晶体管（Ｓ１，Ｓ２）并具有在所述晶体管之间的用来提供高 频输出电压的输出节点；负载电路，用来传输第一高频电流，它连接在所述输出节点和所述直流侧端子之一之间，所述负载电路包括多个负载电路元件，其中包括谐振电感（Ｌｒ）、和所述谐振电感构成谐振电路一部分的至少一个谐振电容（Ｃｒ），和两个供非线性负 载（ＦＬ１）用的连接点，所述非线性负载在工作状态下至少基本上是电阻性的；和高频电容（Ｃ１，Ｃ１５，Ｃ１６），用来为第二高频电流提供通路，所述高频电容连接在所述交流侧端子之一和沿着所述负载电路有所述高频电压的位置之间，所述高频基本上与线电 压的瞬间幅度无关，所述高频电容（Ｃ１，Ｃ１５，Ｃ１６）具有这样选择的数值，使得所述高频电容在所述高频电压每一个周期的第一部分期间从所述交流侧端子接收能量，而在所述高频电压每一个周期的不同部分期间所述高频电容把能量传输给所述蓄能电容。...

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：钱金荣，GW布鲁宁，
申请(专利权)人：皇家菲利浦电子有限公司，
类型：发明
国别省市：NL[荷兰]