一种智能限压全桥整流芯片及电源变换器制造技术

本发明专利技术提供一种智能限压全桥整流芯片及电源变换器，其中全桥整流芯片包括全桥整流电路、预钳位电压生成电路和钳位电流吸收电路；电压从全桥整流芯片的第一整流引脚和第二整流引脚输入后，分别输入到预钳位电压生成电路的两个输入端；预钳位电压生成电路的输出端输出预钳位电压到钳位电流吸收电路；钳位电流吸收电路以所述预钳位电压作为参考电压，当全桥整流芯片的高电位引脚电压大于预钳位电压时，从高电位引脚吸收钳位电流后流到低电位引脚。本发明专利技术有效阻止变换器输出电压飘高，提高变换器的转换效率。本发明专利技术的智能限压全桥整流芯片跟随变换器输出的电压的变化而变化，与输出电压的规格无关，利于产品的归一化。利于产品的归一化。利于产品的归一化。

【技术实现步骤摘要】
一种智能限压全桥整流芯片及电源变换器


[0001]本专利技术涉及整流芯片
，特别涉及一种智能限压全桥整流芯片及电源变换器。

技术介绍

[0002]推挽变换器和全桥变换器是应用较为广泛的两种电源变换器。其中推挽变换器的工作原理如图1和图2所示。推挽变换器包括两条隔离传输路径，图1是推挽变换器第一隔离传输回路的原理图，粗实线是隔离传输的电流路径，开关Q1开通，电流从变换器输入电源正端V
IN
出发，经过变压器主变绕组N
P1
后再经过Q1流到变换器输入电源负端，由于隔离变换器的耦合作用，电流从副边绕组N
S1
同名端流出，整流二极管D1导通，为输出电容和电阻负载供电，如此能量从变换器原边的电源V
IN
传递到变换器的副边V
OUT
。在第一隔离传输回路中，开关Q2是关闭的，变压器绕组N
P2
没有电流流过，副边绕组N
S2
的异名端，也就是整流二极管D2的阳极是负压，二极管D2反向截止。绕组N
S2
和整流二极管D2都没有电流流过。图2是推挽变换器第二隔离传输回路的原理图，电流传输路径如粗实线所示，与第一传输回路相反，开关Q1断开，Q2闭合，原边电流从V
IN
通过绕组N
P2
，副边通过绕组N
S2
和整流二极管D2传递至输出端V
OUT
，绕组N
P1
、N
S1
和整流二极管D1都没有电流流过。可见，在第一回路传输能量时，第二回路上的器件是截止的，反之，第二回路传输能量时，第一回路上的器件是截止的，第一回路和第二回路以相同的时间交替地将能量传输至输出端V
OUT
，过程形似一推一拉，“推挽”变换器因此而得名。
[0003]全桥变换器的工作原理如图3和图4所示。与推挽变换器不同的是，变压器原边仅有一个绕组N
P
，通过四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4来控制电流的传输方向。图3中的粗实线及其箭头所示是第一隔离传输回路，Q1和Q3组成一个桥臂并且同时导通；Q2和Q4组成另一个桥臂并且同时关断。电流从变压器N
P
的同名端流入异名端流出。相反地，在第二传输回路，Q1和Q3形成的桥臂关断，而Q2和Q4形成的桥臂导通，电流从变压器N
P
的异名端流入同名端流出。两个桥臂以相同的时间交替地开通和关闭，可达到与推挽变换器同样的效果。推挽变换器的电路拓扑结构变压器多一个绕组，变压器相对复杂一些，但是只需要两个功率管来驱动变压器便可；全桥变换器的电路拓扑结构变压器更为简单，但是需要四个开关来驱动变压器，所以两个拓扑结构各有千秋。
[0004]全桥变换器和推挽变换器都属于正激变换器，它们是按照隔离变压器原边绕组是推挽式驱动还是全桥式驱动来命名。图1～4副边整流电路都是一样，每次仅有一个绕组和整流二极管导通，而另一个绕组和整流二极管是不导通的，从而常称它为半桥整流。实际上，变压器副边也可以采用一个绕组来实现整流功能，如图5和图6所示，它们分别是第一和第二隔离传输回路的路径，变压器原边采用的推挽式驱动方式，当然也可以像图3和图4那样采用全桥驱动方式。第一回路的电流传输路径如图5中的粗实线及其箭头所示，原边电流通过绕组N
P1
和开关Q1，副边电流从绕组N
S
的异名端流入同名端流出，再经过二极管D1和D3两个整流二极管将能量传输至V
OUT
，原边开关Q2和副边两个整流二极管D2和D4都是关闭的。
第二回路的电流传输路径如图6中的粗实线及其箭头所示，原边电流通过绕组N
P2
和开关Q2，副边电流从绕组N
S
的同名端流入异名端流出，再经过D2和D4两个整流二极管将能量传输至V
OUT
，原边开关Q1和副边两个整流二极管D1和D3都是关闭的。可见，整流二极管D1和D3形成一个桥臂，整流二极管D2和D4形成的另一个桥臂，两个桥臂交替地导通和截止，形成了常见的全桥整流电路。由于变压器副边仅需要一个绕组，减小生产成本。但是它需要四个二极管，并且每路桥臂导通时都会有两个二极管压降，从而效率低，负载调整率差。为此申请号202220361448.6的专利提出《一种全桥整流芯片及电源变换器》，如图7所示，它利用半导体工艺在一个晶圆上集成一对整流二极管和一对N沟道MOS管形成全桥整流芯片，解决了四个二极管形成的全桥整流遇到的问题。
[0005]然而，以上的输出整流电路或者芯片都是利用二极管的单向导通特性来实现整流功能，那么在开关变换器负载极轻特别是空载时，也就是图1～6中负载电阻R
L
非常大时，变换器的输出电压V
OUT
会飘高，这是由变压器漏感或走线感产生的电压尖峰导致。机理如下：在不考虑变压器漏感和寄生电感的情况下，图7中全桥整流芯片引脚VD1和VD2处的电压理想波形如8图所示，是没有电压尖峰的近似方波，电压大小与变换器输入电压V
IN
成匝比关系。而实际上，变压器不可避免地存在漏感和寄生电感，全桥整流芯片引脚VD1和VD2处的实际电压波形如图9所示，由于漏感电压尖峰的能量也通过整流二极管传递到输出端V
OUT
，那么在变换器输出负载极轻，特别是空载时(即负载R
L
断开)输出电压V
OUT
飘高，例如对于V
OUT
＝5V输出规格的变换器，在空载时V
OUT
上升至6V甚至更高。为了避免这种电压上升，常用的方法是在输出端V
OUT
接一个额外的电阻，把漏感和寄生电感能量消耗掉。由于这个额外电阻的功耗并不是用户端的负载R
L
消耗，而是变换器自身消耗的，因此常称这个电阻为“假负载”。
[0006]假负载电阻取值要适中，一方面要有效抑制变换器输出电压V
OUT
的飘高，假负载电阻取值要小，多消耗功耗来印制V
OUT
增加；另一方面要考虑假负载电阻的损耗会导致变换器的输出效率降低，因此加负载电阻取值不能过小。由于输出电压V
OUT
不同规格的变换器，在同一阻值的假负载上产生的功耗不同，那么需要根据输出电压V
OUT
的大小选择不同阻值的假负载电阻，V
OUT
电压大，假负载电阻的阻值也大，反之假负载电阻的阻值则小。例如，对于V
OUT
≈5V的变换器，假负载的阻值约为5kΩ，而对于V
OUT
≈24V的变换器，假负载的取值约为24kΩ欧姆。
[0007]可见，现有传统技术中利用假负载来消耗掉感和寄生电感能量具有以下4个缺陷：
[0008]1.假负载电阻连接在变换器的输出端，不管变换器是否带载都会损失功耗，降低了变换器的输出效率；
[0009]2.为了有效抑制输出电压飘高，假负本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种智能限压全桥整流芯片，包括全桥整流电路，其特征在于，还包括智能限压器；所述智能限压器包括预钳位电压生成电路和钳位电流吸收电路；电压从智能限压全桥整流芯片的第一整流引脚(VD1)和第二整流引脚(VD2)输入后，分别输入到全桥整流电路的两个输入端，以及分别输入到预钳位电压生成电路的两个输入端；所述全桥整流电路的两个输出端分别连接智能限压全桥整流芯片的低电位引脚(GND)和高电位引脚(VCC)；所述预钳位电压生成电路的输出端输出预钳位电压到钳位电流吸收电路的第一输入端；所述钳位电流吸收电路的第二输入端连接所述高电位引脚(VCC)；所述钳位电流吸收电路的输出端和所述预钳位电压生成电路的接地端连接所述低电位引脚(GND)；所述钳位电流吸收电路以所述预钳位电压作为参考电压，当智能限压全桥整流芯片的高电位引脚的电压大于预钳位电压时，从高电位引脚(VCC)吸收钳位电流后流到低电位引脚(GND)。2.根据权利要求1所述的智能限压全桥整流芯片，其特征在于，所述预钳位电压生成电路包括第三二极管(D3)、第四二极管(D4)和滤波电容(C
O
)；第三二极管(D3)的阳极作为预钳位电压生成电路的一个输入端连接第一整流引脚(VD1)；第四二极管(D4)的阳极作为预钳位电压生成电路的另一个输入端连接第二整流引脚(VD2)；第三二极管(D3)的阴极和第四二极管(D4)的阴极连接滤波电容(C
O
)的正极，并在此产生预钳位电压；滤波电容(C
O
)的负极作为预钳位电压生成电路的接地端。3.根据权利要求1所述的智能限压全桥整流芯片，其特征在于，所述钳位电流吸收电路包括电流源(I1)和由第一P沟道MOS管(PM1)和第二P沟道MOS管(PM2)组成的电流镜；第二P沟道MOS管(PM2)的源极作为钳位电流吸收电路的第一输入端输入预钳位电压，第一P沟道MOS管(PM1)的源极作为钳位电流吸收电路的第二输入端连接高电位引脚(VCC)；第二P沟道MOS管(PM2)的栅极与漏极连接后与电流源(I1)的正极相连，在第二P沟道MOS管(PM2)的栅极产生的电压作用于第一...

【专利技术属性】
技术研发人员：唐盛斌，
申请(专利权)人：苏州源特半导体科技有限公司，
类型：发明
国别省市：