基于模式切换控制的微逆变器磁元件参数优化设计方法技术

本发明专利技术提供了一种基于模式切换控制的微逆变器磁元件参数优化设计方法，基于工频周期内微逆变器在多种调制模式之间切换的特点，对微逆变器中高频变压器的匝比n和漏感L

Optimization design method of magnetic component parameters of micro inverter based on mode switching control

【技术实现步骤摘要】
基于模式切换控制的微逆变器磁元件参数优化设计方法


[0001]本专利技术涉及光伏微逆变器磁元件设计
，具体地，涉及一种基于模式切换控制的双有源桥型微逆变器磁元件参数混合优化设计方法。

技术介绍

[0002]微逆变器一般是指光伏发电系统中的功率小于等于1000W，且具备组件级最大功率点追踪能力的逆变器。与集中式和组串式光伏逆变系统不同，微逆变器直接与单个光伏组件进行连接。其优点是可以对每块组件进行独立的MPPT控制，在大幅提高整体效率的同时，也可以避免集中式逆变器具有的直流高压、弱光效应差、木桶效应等。
[0003]根据直流母线的位置和结构特点，可以将微逆变器分为三大类：直流母线结构、伪直流母线结构和无直流母线结构。其中直流母线结构的微逆变器为两级式结构，前级DC
‑
DC变换电路采用固定占空比调制，后级DC
‑
AC电路采用SPWM调制，两级电路独立解耦控制，但后级DC
‑
AC转换电路的损耗较高；伪直流母线结构的微逆变器也为两级式结构，其中前级DC
‑
DC变换电路采用SPWM调制，后级DC
‑
AC电路采用工频方波调制，缺点在于前级DC
‑
DC电路的控制较复杂，容易导致交流输出电流的畸变；无直流母线结构的微逆变器为单级式电路，采用矩阵式控制，其所用开关器件数量少，转换效率高，因此更具有优势。而在无直流母线结构的微逆变器中，双有源桥(Dual active bridge,DAB)型微逆变器使用的开关器件数量最少，在具备电路宽范围软开关的特性基础上，还改善了DAB电路轻载时效率较低的问题。
[0004]高频变压器是双有源桥型微逆变器的重要组成部分，也是原边电路和副边电路能量交互的枢纽。高频变压器中磁元件参数不仅会影响微逆变器的传输功率边界，还会影响微逆变器的原副边电流有效值，从而影响微逆变器的效率，因此对磁元件参数的优化设计是提升微逆变器效率的重要环节。目前的高频变压器磁元件参数设计方法均针对DAB型DC
‑
DC变换器，而不适用于单级式半桥DAB型微逆变器这类隔离式DC
‑
AC变换器；此外，目前的变压器磁元件设计通常只对变压器漏感进行设计，而忽略了变压器匝比和漏感均对传输功率和变压器电流有影响这一事实。因此亟需一种适用于隔离式DC
‑
AC变换器，且综合考虑变压器匝比与漏感这两个磁元件参数的参数混合优化设计方案。
[0005]经过检索发现：
[0006]授权公告号为CN110138225B的中国专利技术专利《用于电流源型双变压器双向DC
‑
DC变换器的控制方法》，通过给定输出电压，得到高压侧零电平的占空比，实现变压器输出侧电压的匹配；通过确定低压侧高电平占空比和移相角、高压侧零电平占空比及两个变压器匝数的关系，控制上述变量使变换器工作在峰值电流最小化的模态，实现漏感电流峰值和有效值的优化，并实现所有开关管的宽范围软开关，提高变换器的转换效率。该方法仍然存在如下技术问题：首先该方法仅适用于电流源型DC
‑
DC变换器的优化控制，而双有源桥型微逆变器为电压源型DC
‑
AC变换器，该方法不再适用；此外，该方法仅通过优化电流源型DC
‑
DC变换器的控制来提高变换器的效率，而没有对高频变压器参数进行优化设计。
[0007]目前没有发现同本专利技术类似技术的说明或报道，也尚未收集到国内外类似的资
料。

技术实现思路

[0008]本专利技术针对现有技术中存在的上述不足，提供了一种基于模式切换控制的微逆变器磁元件参数优化设计方法，该方法基于微逆变器在工频周期内的调制模式切换，对微逆变器的高频变压器的原副边匝比和变压器漏感进行混合优化设计，使得所述微逆变器满载情况下效率最高；另外，在上述基础上，通过结合欧洲加权效率定义的功率点，使得所述微逆变器欧洲加权效率最高。
[0009]根据本专利技术的一个方面，提供了一种基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化涉及方法，根据微逆变器在工频周期内的调制模式切换特性，对所述微逆变器的高频变压器的原副边匝比和变压器漏感进行混合优化设计，使得所述微逆变器满载情况下效率最高；其中：
[0010]所述高频变压器的原副边匝比为1:n，所述变压器漏感折算到变压器副边的值为L
k
；
[0011]待优化变量n包括s个候选值，为n＝{n1,n2,
…
,n
j
,
…
,n
s
}；待优化变量L
k
有p个候选值，为L
k
＝{L1,L2,
…
,L
i
,
…
,L
p
}；
[0012]对两个待优化变量的候选值进行预筛选，以预筛选出的候选值(L
i
,n
j
)作为输入变量，对所述候选值n
j
和所述候选值L
i
进行扫描，得到所述候选值(L
i
,n
j
)所对应的工频周期内微逆变器导通损耗；
[0013]重复上述步骤，对所述待优化变量n和所述待优化变量L
k
的所有候选值进行扫描，得到的工频周期内微逆变器导通损耗最小对应的输入变量即为最优磁元件参数。
[0014]可选地，所述对两个待优化变量的候选值进行预筛选，包括：
[0015]若所述候选值(L
a
,n
b
)对应的微逆变器最大传输功率P
max
(a,b)小于额定峰值传输功率P
ac,max
，当b+1>s时，取下一组候选值(L
a+1
,n
b+1
)，否则，取下一组候选值(L
a
,n
b+1
)；重复该过程，直至候选值对应的微逆变器最大传输功率大于等于额定峰值传输功率；
[0016]若所述候选值(L
a
,n
b
)对应的微逆变器最大传输功率P
max
(a,b)大于等于额定峰值传输功率P
ac,max
，则输出该组候选值作为输入变量；
[0017]其中，所述候选值所述候选值(L
a
,n
b
)对应的微逆变器最大传输功率P
max
(a,b)的计算方法，包括：
[0018][0019]式中，n
b
为候选值中高频变压器副边和原边的匝比，f
sw
为微逆变器的开关频率，L
k
为变压器漏感折算到副边的漏感感值，V
dc
为直流侧母线电容电压，V
m
为电网额定电压幅值。
[0020]可选地，所述对所述候选值n
...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化涉及方法，其特征在于，根据微逆变器在工频周期内的调制模式切换特性，对所述微逆变器的高频变压器的原副边匝比和变压器漏感进行混合优化设计，使得所述微逆变器满载情况下效率最高；其中：所述高频变压器的原副边匝比为1∶n，所述变压器漏感折算到变压器副边的值为L
k
；待优化变量n包括s个候选值，为n＝{n1，n2，
…
，n
j
，
…
，n
s
}；待优化变量L
k
有p个候选值，为L
k
＝{L1，L2，
…
，L
i
，
…
，L
p
}；对两个待优化变量的候选值进行预筛选，以预筛选出的候选值(L
i
，n
j
)作为输入变量，对所述候选值n
j
和所述候选值L
i
进行扫描，得到所述候选值(L
i
，n
j
)所对应的工频周期内微逆变器导通损耗；重复上述步骤，对所述待优化变量n和所述待优化变量L
k
的所有候选值进行扫描，得到的工频周期内微逆变器导通损耗最小对应的输入变量即为最优磁元件参数。2.根据权利要求1所述的基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化设计方法，其特征在于，所述对两个待优化变量的候选值进行预筛选，包括：若所述候选值(L
a
，n
b
)对应的微逆变器最大传输功率P
max
(a，b)小于额定峰值传输功率P
ac，max
，当b+1＞s时，取下一组候选值(L
a+1
，n
b+1
)，否则，取下一组候选值(L
a
，n
b+1
)；重复该过程，直至候选值对应的微逆变器最大传输功率大于等于额定峰值传输功率；若所述候选值(L
a
，n
b
)对应的微逆变器最大传输功率P
max
(a，b)大于等于额定峰值传输功率P
ac，max
，则输出该组候选值作为输入变量；其中，所述候选值所述候选值(L
a
，n
b
)对应的微逆变器最大传输功率P
max
(a，b)的计算方法，包括：式中，n
b
为候选值中高频变压器副边和原边的匝比，f
sw
为微逆变器的开关频率，L
k
为变压器漏感折算到副边的漏感感值，V
dc
为直流侧母线电容电压，V
m
为电网额定电压幅值。3.根据权利要求1所述的基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化设计方法，其特征在于，所述对所述候选值n
j
和所述候选值L
i
进行扫描，包括：对于所述输入变量(L
i
，n
j
)，在工频周期内每一个开关周期，判断所述微逆变器的调制模式；对于所述输入变量(L
i
，n
j
)，在工频周期内每一个开关周期，计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值重复上述调制模式判断和有效值计算过程，直至遍历工频周期内的所有开关周期；对于输入变量(L
i
，n
j
)，根据工频周期内各开关周期的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值以及选定的原副边开关管的导通电阻，计算工频周期内微逆变器的导通损耗。4.根据权利要求3所述的基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化设计方法，其特征在于，所述微逆变器的调制模式根据所述微逆变器的内移相角D1和外移相角D2划分为模式一、模式二和模式三；其中：所述内移相角D1定义为变压器原边方波电压负上升沿和变压器原边方波电压正上升沿
错开的角度，0≤D1≤0.5；所述外移相角D2定义为变压器原边方波电压的基波和变压器副边方波电压的基波错开的角度，
‑
0.5≤D2≤0.5；当所述外移相角D2满足(1
‑
D1)/2＜D2≤0.5或
‑
0.5＜D2≤
‑
(1
‑
D1)/2时，原边方波电压的正电平部分和副边方波电压的负电平部分完全重合，对应调制模式为模式一，此时变压器电流接近正弦波，变压器电流有效值最大；当所述外移相角D2满足D1/2＜D2≤(1
‑
D1)/2或
‑
(1
‑
D1)/2＜D2≤
‑
D1/2时，原边方波电压的正电平的一部分和副边方波电压的正电平重合，原边方波电压的正电平的另一部分和副边方波电压的负电平重合，对应的调制模式为模式二，此时变压器电流接近梯形波，变压器电流有效值小于模式一时的有效值且大于模式三时的有效值；当所述外移相角D2满足0≤D2≤D1/2或
‑
D1/2≤D2≤0时，原边方波电压的正电平部分和副边方波电压的正电平部分完全重合，对应的调制模式为模式三，此时变压器电流接近三角波，变压器电流有效值最小；对于所述输入变量(L
i
，n
j
)，在工频周期内每一个开关周期，判断所述微逆变器的调制模式，包括：若|M|≤D1(1
‑
2D1)，则调制模式对应模式三；若|M|＞D1(1
‑
2D1)，则调制模式对应模式二；式中，M为微逆变器传输功率比，定义为其中n为高频变压器副边和原边的匝比，f
sw
为微逆变器的开关频率，L
k
为变压器漏感折算到副边的漏感感值，sgn(v
g
)为网侧电压的符号函数，V
dc
为直流侧母线电容电压，i
gref
为并网电流给定值。5.根据权利要求3所述的基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化设计方法，其特征在于，所述计算相应调制模式下的变压器副边电流有效值和变压器原边电流有效值包括：所述变压器副边电流有效值的计算方法，包括：其中，m为工频周期分段个数；i
s，rms，i
为第i段工频周期内变压器副边电流的有效值，按如下方式进行计算：其中，f
sw
为微逆变器的开关频率，L
k
为变压器漏感折算到副边的漏感感值，n
j
为高频变
压器副边和原边的匝比，V
dc
为直流侧母线电容电压，|v
g，i
|为第i段工频周期开始时的电网电压，m
v
为电压增益，满足m
v
＝|v
g，i
|/(n
j
V
dc
)；所述变压器原边电流有效值的计算方法，包括：所述计算工频周期内微逆变器的导通损耗，包括：计算微逆变器原边开关管导通损耗P
loss，pri
、计算微逆变器副边开关管导通损耗P
loss，sec
和计算微逆变器变压器导通损耗P
loss，tr
，其中：所述计算微逆变器原边开关管导通损耗P
loss，pri
，包括：其中，R
ds，on，pri
为单个原边开关管的导通电阻；所述计算微逆变器原边开关管导通损耗P
loss，sec
，包括：其中，R
ds，on，sec
为单个副边开关管的导通电阻；所述微逆变器变压器导通损耗P
loss，tr
，包括：其中，R
tr，pri
和R
tr，sec
分别为变压器原副边的绕线电阻；工频周期内，所述微逆变器满载情况下效率η的计算方法，包括：其中，P
ac，N
为微逆变器的额定传输功率。6.一种基于模式切换的微逆变器磁元件参数混合优化设计方法，其特征在于，根据微逆变器在工频周期内的调制模式切换特性，并结合欧洲加权效率定义的功率点，对所述微逆变器的高频变压器原副边匝比和变压器漏感进行混合优化设计，使得所述微逆变器欧洲加权效率最高；其中：所述高频变压器的原副边匝比为1∶n，所述变压器漏感折算到变压器副边的值为L
k
；待优化变量n包括s个候选值，为n＝{n1，n2，
…
，n
j
，
…
，n
s
}；待优化变量L
k
有p个候选值，为L
k
＝{L1，L2，
…
，L
i
，
…
，L
p
}；对两个待优化变量的候选值进行预筛选，以预筛选出的候选值(L
i...

【专利技术属性】
技术研发人员：杨骐箐，李睿，冯洋洋，
申请(专利权)人：上海交通大学，
类型：发明
国别省市：