D类放大器制造技术

一种Ｄ类放大器，包括：压控电流源电路，用于将输入的声音电压信号Ｖｓｉｎ电流转换成两个带有不同极性的信号；两个电容元件，用于积累信号，其中分别存储了每一个经过电流转换的信号和反馈信号的电荷；两个用于ＰＷＭ转换的磁滞比较器，用于分别对用于积累信号的两个电容元件的电势和参考电势Ｖｃｏｍ进行比较；两个输出缓存，用于分别对其输出进行放大；以及两个恒流源反馈电路，用于分别反馈其输出。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及安装在便携式电话中的D类放大器，更为确切地说，涉及功耗得到降低的D类放大器。
技术介绍
一般地，数字放大器包括比较器，用于接收音频信号和三角波载波，并且输出PWM(脉宽调制)信号，以及D类输出级，用于放大比较器的输出。在这种数字放大器中，比较器比较音频信号和三角波，并且生成PWM信号。输出级开关是由该PWM信号控制的，并且诸如扬声器等负载单元是由D类输出级的输出所驱动的。高频分量是在驱动负载单元期间通过输出LPF(低通滤波器)来去除的。不过在实际中，在数字放大器中，因三角波曲率、脉宽失真和电源电压变化的存在而产生非线性失真，因此使用负反馈来改善非线性失真。这种方法之一是将输出级的输出负反馈到在比较器上一级中作为集成电路而安装的集成放大器。集成放大器提取和放大包括在方波(PWM波)反馈信号中的低频分量。尽管这种它励振荡型PWM系统在操作时使用的是传来的三角波，但是有一种自激励振荡型PWM数字放大器，它本身振荡，而不需要外部传来的三角波，因此集成放大器的输出是三角波(例如，日本未核专利申请第2003-115730)。在自激励振荡型PWM系统中，不需要三角波振荡电路，并且使用例如施密特触发器电路等来代替比较器。图7为框图，描述了现有自激励振荡型D类放大器。如图7所示，具有差分输出(桥接型负载BTL)的D类放大器101是由差分信号输出单元102组成的，差分信号输出单元102由用于将来自输入端Sin的声音信号转换成差分信号的电阻器R101～R104和全差分放大器A101组成，并且处于P侧和N侧的每一个电荷均衡D类放大器接收差分信号。N侧电荷均衡D类放大器包括PWM波形生成电路和反馈电路。PWM波形生成电路是由由运算放大器A102和电容器C101所组成的集成放大器103N，以及由电阻器R107～R109和比较器COMP 101所组成的施密特触发器电路104N组成的。反馈电路包括输出缓存B101和电阻器R111，用于将输出缓存B101的输出负反馈到集成放大器103N。由集成放大器103N和施密特触发器电路104N组成的PWM波形生成电路，是一种自激励振荡型振荡电路，不需要为它提供三角波，它就自动振荡，并且集成放大器103N的输出是三角波。当电源电平为VDD1时，根据用于判定输入电压(集成放大器103N的输出)的低和高的输出低或高，施密特触发器电路104N具有下述两个阈值。VH＝Vcom((R107+R109)/R109)VL＝(Vcom(R107+R109)-VDD1xR107)/R109P侧电荷均衡D类放大器的结构也类似于N侧，并且根据用于判定输入电压(集成放大器103P的输出)的低和高的输出低或高，施密特触发器电路104P具有下述两个阈值。VH＝Vcom((R108+R110)/R110)VL＝(Vcom(R108+R110)-VDD1xR108)/R110现在来讲述现有D类放大器的操作。图8描述了D类放大器101中每一个节点的信号波形，其中S11是来自输入端Sin的声音信号(模拟信号)，S12是当声音信号为无信号时输出缓存B102的输出波形，S13是当S11的声音信号来自Sin时的P侧输出波形，S14是当S11的声音信号来自输入端Sin时的N侧输出波形，并且S15是施加于待连接到D类放大器后一级的负载的幅度。图9示出了集成放大器的输出电压(比较器的输入电压)和输出端OUTP的输出电压(Vout)之间的关系，其中横轴为时间，纵轴为电压。首先来讲述当输入端Sin不提供声音信号的情况(声音信号＝无信号)。集成放大器103N和103P的非反相输入端分别连接到参考电势Vcom，并且比较器COMP101和102的非反相输入端分别连接到参考电势Vcom。在N侧和P侧的每一个电荷均衡D类放大器的操作类似，因此下面只讲述P侧电荷均衡D类放大器的操作。在当声音信号为无信号的情况下，集成放大器103P的非反相输入端的电压Vsin为Vsin＝Vcom。如图9A所示，如果输出端OUTP的输出电压Vout为高(电源电平)(时间T1)，则由于电流通过电阻器R112流入集成放大器103P的电容器C102，集成放大器103P的输出电压VA下降。如果集成放大器103P的输出电压VA下降到低于比较器COMP102的阈值电平VL，则输出端OUTP的输出电压Vout达到低，并且电流流出集成放大器103P，因此集成放大器103P的输出电压VA增加。如果集成放大器103P的输出电压VA超过比较器COMP102的阈值电平VH，则比较器COMP102输出高，并且输出端OUTP达到高。重复该操作导致振荡。此时，从输出端OUTP经由反馈电路流入集成放大器103P的电荷量和从集成放大器103P流出到OUTP侧的电荷量相等，因此平均输出电平等于集成放大器103P(图8中的S2)的非反相输入电平(Vcom)。现在来讲述当从输入端Sin输入声音信号的情况。根据来自如图7所示的输入端Sin的声音信号幅度，差分放大器A101的输出电平(Aop)如下Aop＝(Vsin-Vcom)xR104/(2xR101)当Aop的电平高于集成放大器A103的非反相电平Vcom时，电流从Aop流入集成放大器A103。如果此时输出端为高，则流入集成放大器103P的电流是来自Aop的电流和来自反馈电路的电流之和，如图9B中的时间T1所示，输出电压到达比较器COMP102的阈值电平VL，并且与无信号相比，输出端OUTP更早达到低，也就是图9A中的时间T1。这表明高的宽度变短。另一方面，如果输出端OUTP为低，则流入集成放大器103P的电流是来自反馈电路的电流减去来自Aop的电流，因此与无信号的情况相比，到达比较器COMP2的阈值电平LH的时间(时间T2)变长。这表明低的时间段变长。对于当Aop的电平比Vcom的电平低时的情况是一样的，并且如图9C所示，当输出端OUTP为高时，由于减去了流入集成放大器103P的电流，因此时间T1变长，并且当输出端OUTP为低时，由于加上了流入集成放大器A103的电流，因此时间T2变短。这样，可以如图8中的S13和S14所示产生PWM波形，其中输出脉冲的占空比随着Aop的电平而改变。通过对该输出进行滤波而获得的输出波形如下Vout＝(Vsin-Vcom)xR104xR112/(2xR101xR106)+Vcom换句话说，从位于P侧的集成放大器103P到输出缓存B102的环路具有串联连接的反相放大器。对于从位于N侧的集成放大器103N到输出缓存B101的环路的情况是一样的。在该现有D类放大器中，当图8中的S11所示的模拟信号的电平高于COM电平时，位于P侧输出的高电平的脉冲宽度增加，并且位于N侧输出的高电平的脉冲宽度减小。因此，将脉冲电荷施加到负载，以便滤波后的输出成为根据输入的波形(由图8的S15中的虚线所示的波形)。不过，如图8中的S12所示，无信号时P侧和N侧输出占空比为50％的波形，并且这些波形以相同的相位保持同步，因此尽管待施加到负载的功率在理论上为0，而实际上由于输出缓存甚至在无信号下都进行时钟操作，因此消耗了多余的功率。
技术实现思路
根据本专利技术的一个方面，提出了D类放大器，它包括第一PWM波形生成电路，用于根据差分信号的一个信号生本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种Ｄ类放大器，包括：第一ＰＷＭ波形生成电路，用于根据差分信号的一个信号生成ＰＷＭ波形；第二ＰＷＭ波形生成电路，用于根据差分信号的另一个信号生成ＰＷＭ波形；以及　逻辑电路，用于输出第一ＰＷＭ波形生成电路的输出和第二Ｐ ＷＭ波形生成电路的反相输出的ＡＮＤ。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：黑川达史，
申请(专利权)人：恩益禧电子股份有限公司，
类型：发明
国别省市：JP[日本]