被动式功率因数校正电路制造技术

本实用新型专利技术是关于一种被动式功率因数校正电路，其包括有一桥式整流器、一设于桥式整流器输入端或输出端上的校正单元；该校正单元是利用一低频电感拉长电流导通时间，又透过两不同充电／放电值的电容提前电流导通时间，以有效解决习用被动式ＰＦＣ无法提前电流导通时间，而影响功率因数校正效果的问题。（*该技术在2012年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】
专利说明 所属的
本技术是关于一种被动式功率因数校正电路，尤指一种可有效增进电流谐波改善效果，且不致增加成本负担的被动式功率因数校正电路。二.被动式功率因数校正(Passive PFC)。前者是采用一组电子电路来完成校正功率因数的目的，其优点在于PFC效果非常理想；缺点则有成本高、线路复杂、不易设计，并有干扰问题。又被动式功率因数校正则在电气产品的电源输入端设一低频电感L如图6所示，利用该电感L延长电流导通时间，以改善功率因数。此种作法的其缺点是其功率因数校正效果不如主动式，但其具备无须复杂电路设计、成本低且无干扰问题等优点，而被动式功率因数校正技术校正效果不佳的原因在于其电流导通时间无法提前，为此，申请人先前曾提出一种「改良的被动式功率因数校正电路」，并在台湾提出专利申请，如图7所示，其揭示有一般电气产品常用的交流/直流转换电路，是由一桥式整流器10及设于其输出端的滤波电容C3、C4组成，其中桥式整流器10的输入端上设有一校正单元20，该校正单元20是以两电感绕组L1、L2分设在桥式整流器10与滤波电容C3、C4间的两端电源上，其电源一端以两支路方式透过电容C1、C2、电阻R1、R2、二极管D5、D6分别与位于电源两端上的电感绕组连接；具体的连接方式，是其中一支路是透过电容C1、顺向二极管D5连接电感绕组L1流入电流的一端，又电感绕组L1另端与电容C1间串有一电阻R1，以限制电容C1充电电压；另一支路是透过电容C2、电阻R2连接另一电感绕组L2流入电流的一端。且电感绕组L2另端与电容C2间连接一顺向二极管D6。利用前述电路设计，可分别在电源的正、负半周产生三个先后导通的电流回路，其中两个电流回路的导通时间是由电阻R1、R2所决定，其具体的工作特性分析详如以下所述当电源为正半周时即ACINL端为高电压、N端为低电压，此时L端到N端的电流路径有三种1.第一电流回路是由L端经D1、L1、C3、C4、L2、D4到N端。其导通时间请参阅图8所示的t3。2.第二电流回路是由L端经C2、R2、L2、D4到N端。其导通时间请参阅图8所示的t1。3.第三电流回路是由L端经C1、D5、L1、C3、C4、L2、D4到N端。其导通时间请参阅图8所示的t2。前述第二电流回路具有两个特性1.导通时间t1比第三电流回路t2早。2.电流值因R2被限制，故C2充电电压限制在一特定值。又第三电流回路产生时，回路中的C1在前一负半周时已被充电，故其导通时间t2早于第一电流回路t3，但晚于第二电流回路t1。当电源为负半周时即ACINL端为低电压、N端为高电压，此时N端到L端的电流路径亦有三种，其导通时间t6、t4、t5分别相对于正半周时的t3、t1、t2如图8所示。基于前述特性，电流可在设定的时间提前导通，而与电压作同向变化，且导通时间是由电阻R1、R2设定或控制。由上述可知，申请人先前提出的被动式功率因数校正电路利用电阻R1、R2来决定电容C1、C2的放电时间和放电量，借以令电流回路以较准确的时间提前导通，并有效解决习用被动式PFC无法提前电流导通时间，以致影响校正效果的缺陷。尽管前述电路具备该等优点，但由于电流通过电阻R1、R2时，即有能量损耗于此，同时也使两电阻R1、R2发热，造成额外的能源损耗。故前述的被动式功率因数校正电路显有进一步检讨，并谋求更佳解决方案的必要。技术的内容因此，本技术主要目的在提供一种可调整电流导通时间且不会造成额外能源损耗的被动式功率因数校正电路。为达成前述目的是令该被动式功率因数校正电路包括有一桥式整流器；两滤波电容，是设于前述桥式整流器的输出端上；一校正单元，是设于前述桥式整流器的输入端或输出端上，其利用一低频电感拉长电流导通时间，又透过两电容值不同的电容决定电流提前导通的先后时间；利用前述电路设计不仅可使电流回路以较准确的时间提前导通，同时由于未使用电阻，故无能源额外消耗与发热的问题。附图说明图1是本技术一较佳实施例的电路图。图2是本技术的工作波形图。图3是本技术一较佳实施例的一电路即电流方向图。图4是本技术一较佳实施例又一电路即电流方向图。图5是本技术又一较佳实施例的电路图。图6是习用被动式功率因数校正电路的电路图。图7是既有被动式功率因数校正电路的电路图。图8是既有被动式功率因数校正电路的工作波形图。图号部分10、30桥式整流器20、40校正单元 2.第二电流回路是由L端经L1、C3、D5、C4、D10到N端。在此充电路径中，因电容C3、C4被设计成不同的电容值，而依照电容串联分压原理，两电容C3、C4所充的电压将不相同即电压值不同，其导通时间如同图2所示的t2+t1。3.第三电流回路是由L端经L1到A点分为两条路径如图3所示其中一条路径是由A点经C2、D1、C5、C6、D10到N端；另一条路径则由A点经D3、C1、C5、C6、D10到N端。前述的两条路径确实存在，不同处在其发生时间点的先后，端看两电容C1、C2在前半周的被充电时，何者充电的电压值高，其电流导通的时间领先，充电的电压值低者，其电流导通的时间落后，意即，若电容C1的充电电压比电容C2的充电电压高时，流过电容C1的电流导通时间比流过电容C2的电流导通时间早，其中导通时间领先者是如第二图所示的t1，导通时间落后者是如图2所示的t2。当电源为负半周时，假设L端为低电压，N端为高电压，此时N端到L端的电流路径亦有三种1.第一电流回路是由N端经D9、C5、C6、D8、L1到L端；在此回路中，其导通时间是如图2中所示的t6。2.第二电流回路是由N端经D9、C1、D2、C2、L1回到L端如图4所示；在此回路中，电容C1、C2的充电电压同样依电容串联分压原理而互有不同。其导时间是如图2中所示的t4和t5。3.第三电流回路是由N端经D9、C5、C6到B点，再由B点分二条路径各别是由B点经D6、C3、L1回到L端。或是由B点经C4、D4、L1回到L端。同样的，前述的两条路径确实存在，不同处在其发生时间点的先后，端看两电容C3、C4在前半周的被充电时，何者充电的电压值高，其电流导通的时间领先，反之则其电流导通的时间落后，意即，若电容C3的充电电压比电容C4的充电电压高时，流过电容C3的电流导通时间比流过电容C2的电流导通时间早，其中导通时间领先者是如图2所示的t4，导通时间落后是如图2所示的t5。由上述的工作原理分析可以明显看出，本技术是利用在交流/直流转换电路上设一校正单元，由校正单元在电路上构成两个额外的电流回路，两个电流回路分别以两个电容利用电容串联分压原理而使其电压值互有不同，借此可让电流导通时间提前，且可较准确地调整其电流导通时间，与申请人先前提出的利用电阻来调整电流导通时间的技术比较，因未使用电阻，故不会出现电流通过电阻时所造成的能源损耗与发热问题。又如图5所示，是本技术又一较佳实施例的电路图，其基本电路构造是和前一实施例相同，不同在于校正单元40中分别由电容C1、C2、二极管D1～D3和电容C3、C4、二极管D4～D6组成的两个电流回路，前者是连接在电源L端与桥式整流器30的输出端之间，后者则连接在桥式整流器30的输出端与电源N端之间，其接法与前一实施例虽略有不同，但达成的功效本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种被动式功率因数校正电路，包括有：一桥式整流器；两滤波电容，是设于前述桥式整流器的输出端上；一校正单元，是由一设在前述桥式整流器输入端上的低频电感、两设在电源端和桥式整流器输出端之间的电流回路构成；其中每一电流回路是由两电容配合复数的二极管作串联式连接，两电容为不同电容值，利用电容串联分压原理而有不同充电电压。

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：龚光霁，
申请(专利权)人：龚光霁，
类型：实用新型
国别省市：71[中国|台湾]