改进的推挽式升压电路制造技术

一种改进的推挽式升压电路，其是使一变压器的初级线圈与直流电源连接，同时在初级线圈上分设有两交替导通的开关三极管；又，变压器次级线圈依序与一桥式整流器、一充电电路及一直流／交流转换单元相连接；其特征在于： 所述桥式整流器与充电电路间是以两耦合的电感相互连接。（*该技术在2012年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本技术涉及一种基本电子电路，尤其涉及一种可有效提高变压器工作特性、缩小变压器线圈匝数、减少相关电路设置以降低成本的推挽式升压电路。此处提出讨论的升压电路采用推挽式(Push-Pull)架构的直流/交流变换电路(如图4所示)，其主要是由两组开关三极管Q1、Q2进行交替导通，而将电能由变压器70的初级线圈传送到次级线圈，由于变压器70绕组上的电流方向是相反的，因此，每一次导通对于变压器70而言都是去磁作用。而变压器70次级线圈是连接一桥式整流器71，以便对变压器70输出的电源进行全桥整流，随后在电容C1、C2组成的充电电路72上取得直流的正负汇流线(BUS)电压。由于电容C1、C2一般较大，所以充电电路72的汇流线(BUS)充电电流峰值及变化率都会很大，因而必须在充电电路72的正负端上分别串联一电感L1、L2。电感L1、L2的作用主要在于导通期间可限制变压器70次级线圈的电流上升速率，而在截止期间可以达到续流的作用。然而在电流突变时，串入的电感L1、L2会产生电压尖峰，提高了桥式整流器71中各整流二极管的电压应力，因而必须在桥式整流器71与两电感L1、L2间加入一史纳伯(Snubber)电路73，其是由二极管D5、D6，电容C3、C4，电阻R1、R2等组成，借以消除桥式整流器71上的电压尖峰，以降低二极管的电压应力，并可因而选用较低规格的组件。但前述的改善方式，首先面对的是加入的史纳伯电路73意味着成本的提高。且由于史纳伯电路73本身的损耗，降低了整个电路的效率。同时，由于电感L1、L2的存在，在出现变化的电流通过时，会感应出一定的压降，亦即将会抵销一部分该推挽式变压器70的升压作用，必须额外增加变压器70次级线圈绕组匝数，以便得到设计要求的汇流线(BUS)电压。但变压器70次级线圈绕组匝数的增加，无论是从变压器的设计、线圈绕制难度、成本、变压器的工作效率，或由增加变压器70匝数对整个电路的影响而言，都是不利的因素。由此可见，在升压电路中加入电感L1、L2，虽然有其必要性，但同时带来了许多不利的影响，导致了整个电路的设计困难、成本上升和效率下降。故有待进一步检讨，并谋求可行的解决方案。本技术解决其技术问题所采用的技术方案是一种改进的推挽式升压电路，其是使一变压器的初级线圈与直流电源连接，同时在初级线圈上分设有两交替导通的开关三极管；又，变压器次级线圈依序与一桥式整流器、一充电电路及一直流/交流转换单元(INVERTER)相连接；其特征在于所述桥式整流器与充电电路间是以两耦合的电感相互连接。前述改进的推挽式升压电路，其中两耦合电感是由一第二变压器构成，该第二变压器的初级线圈与次级线圈绕组的匝数比相同。前述改进的推挽式升压电路，其中充电电路是由两电容组成，该两电容是以一端点相互串接，另一端点分别连接有功率三极管。前述改进的推挽式升压电路，其中直流/交流转换单元是由交替导通的两功率三极管及由电感、电容构成的低通滤波器组成，该交替导通的两功率三极管是以相邻的源极、汲极相互串接，且连接该电感，相对另端的汲极、源极则分别与所述充电电路连接。本技术解决其技术问题还可采用如下技术方案一种改进的推挽式升压电路，其是使一变压器的初级线圈与直流电源相连接，同时在初级线圈上分设有两交替导通的开关三极管；又，变压器次级线圈依序与一桥式整流器、一充电电路及一直流/交流转换单元(INVERTER)相连接；其特征在于所述变压器次级线圈与桥式整流器之间是以两耦合的电感相互连接。前述改进的推挽式升压电路，其中两耦合电感是由一第二变压器构成，该第二变压器的初级线圈与次级线圈绕组的匝数比相同。前述改进的推挽式升压电路，其中充电电路是由两电容组成，该两电容是以一端点相互串接，另一端点分别连接有功率三极管。前述改进的推挽式升压电路，其中直流/交流转换单元是由交替导通的两功率三极管及由电感、电容构成的低通滤波器组成，该交替导通的两功率三极管是以相邻的源极、汲极相互串接，且连接该电感，相对另端的汲极、源极则分别与所述充电电路连接。本技术的有益效果是，其可有效解决现有技术在设计上的困难、成本提高及工作效率不彰等问题。附图说明图1是本技术一较佳实施例的电路图。图2是本技术又一较佳实施例的电路图。图3是本技术标示有电流方向的电路图。图4是现有推挽式升压电路的电路图。图中标号说明10变压器 20桥式整流器30第二变压器 31、32电感50直流/交流转换单元40充电电路70变压器 71桥式整流器72充电电路 73史纳伯电路在前述电路中，DC-DC部分为Push-Pull架构，初始的直流电源电压Vdc通过开关三极管Q1、Q2，经过Push-Pull变压器10的初级线圈，回到直流电源Vdc的负极。通过变压器10初级、次级线圈间的耦合作用，及适当调整变压器10初级、次级线圈绕组的匝数比，即可在次级线圈上得到适当的高频交流电压，经过桥式整流器20进行全波整流后，对充电电路40中的两电容C1、C2充电，即得到一对相对稳定的正负汇流线(BUS)电压，经过直流/交流转换单元50中两功率三极管Q3、Q4的高频变换，再通过由L3、C3所构成的低通滤波器进行滤波后，以得到正弦信号输出。进一步而言，为降低汇流线(BUS)充电电流的峰值和电流变化率，同时又必须克服引入串联电感所带来的诸多不利影响，是将传统升压电路中充电回路上两组原来互不相关的电感产生磁场的耦合，亦即将两个电感改由一个初级线圈、次级线圈绕组匝数相同的第二变压器30取代，并选择合适的绕制方式，使第二变压器30的两个绕组(即两电感31、32)中因通过电流而产生的磁场互相抵消。又，升压电路工作时，电路中的电流始终是变化的，在传统升压电路中，变化的电流会在变压器70串联的两电感L1、L2上产生一定的压降，而抵消变压器70一部分的升压作用。经令两电感31、32进行磁场耦合后，不仅不会抵消变压器10的升压作用，同时具备对汇流线(BUS)充电的能力，故可借此减少变压器10绕组的匝数比，如此既可方便推挽式变压器的设计，同时也提高了工作效率。以上所述，是本技术一较佳实施例的具体构造与工作原理。又如图2所示，是本技术又一较佳实施例的电路构造，其电路构造与前一实施例大致相同，不同之处在于两耦合电感31、32是设于桥式整流器20的前端，其依然可产生与前一实施例相同的功效。有关前述升压电路的工作特性现进一步配合附图详述如后请参阅图3所示，通过第二变压器30中第一绕组(电感31)的箭头线是代表开关三极管Q2导通时正汇流线(BUS)充电电流Ic1，通过第二变压器30中第二绕组(电感32)的箭头线是代表开关三极管Q2导通时负汇流线(BUS)充电电流Ic2。由于正负汇流线(BUS)电容电压不一致，地线上将导通一电流，其值大小是正负汇流线(BUS)充电电流之差。例如，如果直流/交流转换单元50此时输出电流的正半周，则由正汇流线(BUS)电容C1供电，此时电流Ic1较大，电流Ic2较小。如果第二变压器30不存在，则两个汇流线(BUS)电容C1、C2各自充电，二者互不影响。但在本专利技术中，由于引进了第二变压器30，当开关三极管Q2导通时，Ic1、Ic2大小虽然不同，但其在第二变压器30上的磁场是相互本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：罗恒廉，汪浩，朱苏学，邹家兵，
申请(专利权)人：飞瑞股份有限公司，
类型：实用新型
国别省市：