一种使开关损耗降为最低的脉宽调制直流－直流升压转换器电路（３００）。该电路以恒定的频率并在连续模式（电流不变）下工作。通过在开关器件切换至导通状态之前使主开关器件（３０２）的固有寄生电容放电并且在输出整流器断开时降低电路中输出整流器（３２０）的反向恢复电流，来使接通损耗降至最低。通过断开时在开关器件的两端产生零电压条件，来使开关器件中的断开损耗降至最低。（*该技术在2015年保护过期，可自由使用*）
【技术实现步骤摘要】
本专利技术涉及直流-直流的电压转换器，尤其涉及那些用零压切换技术将转换器半导体器件中的开关损耗降为最低的直流-直流升压转换器(boost converter)。
技术介绍
直流-直流升压转换器常选作交流/直流AC/DC转换器中的前端功率级。直流-直流转换器有两种类型脉宽调制(PWM)转换器和谐振转换器。PWM转换器阻断功率通量并控制占空系数，以便处理电源。谐振转换器则以正弦形式处理电源。PWM转换器在恒定的频率和可变的脉冲宽度下工作，而谐振转换器则在恒定的脉冲宽度下以变化的频率工作。当今主要使用PWM转换器，因为其电路简单而且易于控制。在PWM升压转换器电路中，快速接通开关，以在一电感器的两端产生高电压。当断开开关时，电感电流通过一二极管给一输出电容器充电，并在输出端产生比原先提供的电压为高的电压。附图说明图1示出了一基本的(PWM)升压转换器电路100，它由金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)功率晶体管(MOSFET)102、电感器104、二极管106和电容器108组成。MOSFET 102的栅极端“g”连至一外部脉冲切换的电压源(Vswitch)116。MOSFET 102的漏极端“d”与电感器104和二极管106相连。MOSFET 102的源极端“s”接地。图1示出了连接于电路100之输入端的电压源(Vin)112，和在电路100的输出端与电容器108并联的负载114。图1还示出了流过电感器104的电流IL104、流过二极管106的电流ID106和流过MOSFET102的电流IDS102等电流标记；以及电感器104两端的电压VL104、MOSFET102两端的电压VDS102、电容器108两端的电压VC108和负载114两端的电压VL等电压标记。MOSFET 102起着一个电子开关的作用，用以控制流过电感器104的电流IL104。在转换器开关周期中，Vswitch 116将脉冲电压加至MOSFET 102的栅极。该脉冲电压使MOSFET 102在“接通”(导通)状态和“断开”(非导通)状态之间作循环。当MOSFET 102接通和导通时，跨于MOSFET 102的漏-源电压VDS102为零，并且驱使电流IL104从Vin出发通过电感器104和MOSFET 102至地。此时，电感器104中的电流IL104和MOSFET 102中的电流IDS102相同。在开关周期的这段时间，由电容器108在前一周期中所充的电压VC108作为VL加到负载上。二极管106阻止反向电流从电容器108流入MOSFET 102和地。当MOSFET 102断开时，被阻止流过MOSFET 102的电流IDS102在电感器104的两端产生一较高的电压。在断开时刻，电感器104两端的电压马上改变极性，并升高至Vin和VL之间的差。现在，二极管106正向偏置，从而存储在电感器104中的能量由电流ID106经过二极管106输给电容器108和负载。流过电感器104的电流下降，而电容器108两端的电压VC108升高。重复上述MOSFET 102导通和断开的切换循环。经过一段设定的时间后，MOSFET 102再次接通。转换器是自动控制的，所以电感器中的平均电流等于负载电流。再次驱使电流从Vin经过电感器104和MOSFET 102至地，同时电容器108用前一个周期中存储的充电电能供给负载114。电容器108两端的平均电压依赖Vswitch116输出的脉冲宽度。在导通和断开之间切换MOSFET 102的周期以很高的速率重复。由Vswitch 116施加的脉冲电压频率一般可以是30-50千赫兹。由于较高的频率允许使用数值和尺寸都较小的电感器，所以希望转换器使用高的开关频率。于是转换器的体积可以做得较小，而且重量较轻。然而，在较高开关频率下运行转换器的一个缺点是，切换功率损耗会随开关频率的升高而增加。实际上，这些开关损耗是选择开关频率的限制因素。使转换器以高开关频率运行，并能将转换器切换元件中的开关损耗降至最低曾经是转换器设计的一个目标。在图1的升压电路100中，MOSFET 102在接通和断开期间都会产生损耗。诸如MOSFET 102的MOSFET具有固有寄生电容，它实际上是跨于漏-源两极之间的电容。该漏-源电容会使MOSFET102被电感性地断开，电容性地接通。断开期间，漏电感引起的电压尖峰产生噪声和电压应力。接通期间，存储在MOSFET 102之漏-源电容中的能量被内部损耗掉。接通损耗依赖于开关频率和存储在漏-源电容中的能量。升压电路100中另一种开关损耗的起因是开关晶体管MOS-FET 102中的接通损耗，它是由于二极管106断开之前二极管106中的反向恢复电流而产生的。当接通MOSFET 102时，需要一段有限时间来复合二极管106中的电荷。二极管106中将产生反向恢复电流的负向尖峰，直至二极管106中的这些电荷复合。来自该电流尖峰的能量在MOSFET 102中被损耗掉。图2A-2D中示出了因MOSFET 102的漏-源电容和二极管106的反向恢复电流而引起的接通开关损耗，图中描绘了开关周期中MOSFET 102接通阶段的电流和电压波形。图2A示出了MOSFET1 02上漏-源电压VDS102的波形。图2B示出了流过二极管106的电流ID106的波形。图2C示出了流过MOSFET 102的漏-源电流IDS102的波形。图2D示出了加在MOSFET 102上的栅-源电压Vswitch的波形。如图2A-2D中所见，可将MOSFET 102开关周期的导通阶段分为五个时段I-V。在时段I期间，Vswitch为零并且MOSFET 102断开。VDS102是输出电压电平与二极管106两端压降之和。当时段I开始时，随着Vswitch被脉冲升高，它开始上升，以接通MOSFET 102。在时段II期间，Vswitch低于接通MOSFET 102所需的阈值电压。在时段III期间，当Vswitch升高到接通阈值之上时，MOSFET 102接通。当MOSFET 102的漏-源电容放电时，VDS102下降，并且二极管106变成反向偏置并开始断开。电流ID106因二极管106中的大的脉冲反向恢复电流而变负。由于没有限流电阻与MOSFET 102和二极管106串联，所以电流ID106相当大。因为电压VDS102仍然很高，所以MOSFET 102中产生较大的功率损耗。在时段IV中，二极管106已经断开。随着VDS102下降至零，MOSFET 102中产生更多的损耗。在时段V中，Vswitch上升并使MOSFET 102饱和，完全接通。MOSFET 102在接通周期的时段III和IV内的损耗可以通过这样的方法来限制，即尽可能降低跨于MOSFET 102的电压VDS102和在开关周期的接通阶段期间由二极管106流入MOSFET 102的反向恢复电流ID106。理想的接通条件是将跨于MOSFET 102的VDS102设置为零电压。利用接通期间VDS102为零电压，以使MOSFET 102中电压与电流的乘积因此功率损耗为零。把已知的零电压切换技术应用到图1基本的升压转换器电路上，便能实现本目标。零电压切换技术是使MOSFET 102的漏-源电容以准正弦本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种升压转换器电路，其特征在于，包括：第一电感装置，用于接收提供给所述电路输入端的正向电流；第一电子开关，它与所述第一电感装置相连，所述第一电子开关具有固有寄生电容并在导通状态和非导通状态之间作周期切换，其中在导通状态下，正向电流从 所述第一电感装置流过所述开关，在非导通状态下，正向电流从所述第一电感装置流至所述电路的输出端；第一电容装置，它与提供输出电压的所述输出端相连，当所述第一电子开关处于非导通状态时，所述电容装置被充电；第一整流装置，它接在所述第一电感装 置和所述第一电容装置之间，当所述第一电子开关处于非导通状态时，所述第一整流装置使正向电流流至所述第一电容装置，而当所述开关处于导通状态时，所述第一整流装置阻止反向电流从所述第一电容装置流出；和用来使所述第一电子开关的固有寄生电容放电的装 置，它包括：第二电感装置，它接在所述第一电感装置和所述第一整流装置之间；和第二电子开关，它与所述第二电感装置相连，当所述第一电子开关处于非导通状态时，所述第二电子开关周期地切换至导通状态，从而使正向电流从所述第一整流装置分流至所述第 二电感装置，所述寄生电容通过从所述第一电子开关流至所述第二电感装置的电流放电。...
【技术特征摘要】
...
【专利技术属性】
技术研发人员：克里斯特托伦，
申请(专利权)人：LM埃利克逊电话股份有限公司，
类型：发明
国别省市：SE[瑞典]
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