功率变换器及其克服振荡的方法技术

多个限幅器功率变换器（１０）采用数字电路（２２）来产生相位延迟的脉宽调制（ＰＷＭ）信号，这就产生了只具有某些可能值的ＰＷＭ信号的占空因数。除了普通模拟类型的不稳定性外，占空因数的量化还导致了为具有数字控制环路的功率变换器所特有的两种不稳定性。本发明专利技术提供了通过使用具有小于ＰＷＭ频率、大于变换器的带宽频率的频率的周期高频抖动信号来稳定功率变换器的数字控制环路的新颖的方法和设备。该高频抖动信号的作用是有效地将可能的占空因数的数目增加到由高频抖动频率与带宽频率之比确定的数。（*该技术在2016年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本专利技术总的来说涉及功率变换器，特别涉及具有产生量化占空因数的数字控制环路的直流-直流功率变换器。具有显数字控制系统的直流-直流功率变换器在运行时会产生一些在普通的具有模拟控制环路的功率变换器中不会遇到的问题。虽然已知使用一个用于电源的电流模式内控制环等同于一个具有延迟且得到无数的零点的取样系统，但这些作用只是在约等于转换频率一半的频率处、即在大体上高于带宽的频率处才是重要的。从另一方面来说，变换器脉宽的量化对于所有频率都是重要的，因此不能用模拟近似法来准确地对其进行模拟。脉宽量化导致非常规的变换器运行状态。例如，如果闭合控制环路的模拟部分受到干扰，如果该干扰小到不会使脉宽调制器(PWM)的占空因数显著增大，则数字控制器产生的占空因数将不受影响。即足够小的干扰可被认为具有零增益(-∞dB)。对于干扰具有足以扰乱控制环路的振幅的情形，可以如下地对非常规运行状态的另一实例进行概念化。假定控制环路中有模拟正弦干扰，再假定该干扰具有足够大的振幅，从而使占空因数每一个周期一次地从第一量化阶梯增大至紧接的第二量化阶梯，然后在该周期的剩余时间内减小而返回到第一量化阶梯。由于输出电压由输入电压与占空因数的乘积来给出，所以输出电压中的量化阶梯也将每一个周期出现一次。控制环路将试图校正输出电压的这种变化。但是，控制环路不能以比其带宽高的速率进行这一校正。因此，如果干扰的频率大于闭环带宽，则整个系统将在这一带宽下发生振荡，试图校正干扰。这种主要因数字控制环路中固有的占空因数量化造成的振荡在此称为数字振荡。如果作为基准电压和输入电压的函数的输出电压振幅(对于反向变换器(buck converter))不是正好等于可能的占空因数之一的话，也会出现数字振荡。在这种情况下，系统将检测出例如电压太低，于是将占空因数增大到下一个量化阶梯。系统然后又检测出电压太高，于是将占空因数减小为原来的阶梯。这些校正过程以带宽频率而周期地发生，因此也导致了数字振荡。反之，当干扰足够大时，显然占空因数的量化就变得不引人注意了，系统就可以很好地用连续占空因数和常规的模拟运行状态来近似，即变换器系统显示出相位和增益裕度。总之，在实现具有数字控制环路的功率变换器时，除了普通模拟类型的稳定性外，还需要解决两种稳定性的问题。这两种稳定性的问题就是(a)因噪声注入引起的数字振荡，和(b)因输出电压设置值和可用(量化)占空因数之间的失配引起的振荡。第一种稳定性与电源的工作点无关，但第二种稳定性依赖于输入和输出电压，还依赖于可能的占空因数的数目。C.P.Henze的关于量化占空因数功率变换器的美国专利4630187和4725940、和Brunk等人的关于输出具有粗和细量化的转换控制信号的微处理控制的直流-直流变换器的美国专利5272614可作为参考文献。上述和其它问题可以由一种稳定功率变换器以克服因输出电压设置值和多个量化占空因数中的一些可用量化占空因数之间的失配引起的振荡的方法和电路来解决。该方法包括以下步骤(a)产生表示所需输出电压设置值的基准电压；(b)将基准电压与功率变换器的实际输出电压进行比较来获得误差信号；(c)根据误差信号来改变第一脉宽调制控制信号的脉宽，该第一脉宽调制控制信号具有第一频率；(d)将第一脉宽调制控制信号变换成为至少一个第二脉宽调制控制信号，以便改变一个变换器转换装置的导通时间，从而使实际输出电压与所需输出电压一致。变换步骤包括将脉宽量化为多个量化占空因数之一的步骤。该方法还包括将高频抖动信号注入到闭合控制环路中以便在误差信号中出现该高频抖动信号的步骤。该高频抖动信号具有小于第一频率、大于功率变换器带宽频率的第二频率。高频抖动信号的作用是有效地将可能的占空因数的数目增加到由第二频率与带宽频率之比确定的倍数。在本专利技术的一个所示实施例中，高频抖动信号的频率是第一频率的四分之一，并至少比带宽频率大一个数量级。还描述了包括本专利技术的功率变换器的卫星通信有效负载，在该有效负载中，功率变换器为下行RF功率放大器产生出工作功率。参看附图阅读接着的本专利技术的详细描述将更加清楚本专利技术的上述和其它特点，在附图中附图说明图1A是具有数字控制环路的多限幅器(multi-slice)功率变换器的方框图；图1B是图1A的FPGA电路的方框图，此后将图1A和1B总称为图1；图2A是表示对图1的变换器的限幅器进行相位调整的时序图；图2B是表示图1的变换器的反向开关和同步整流器的信号定时的时序图；图3A和3B分别说明示范性的输入正弦干扰和所获得的量化输出，该图3A和3B有助于说明本专利技术；图4表示在第一脉冲宽度B和第二脉冲宽度C之间转换的典型的量化脉宽调制信号A；图5表示图1的电压模式稳定变换器的Bode曲线；图6表示图1变换器的输入噪声频谱；图7表示得益于图1稳定变换器的应用的卫星通信有效负载。现在参看图1，该图表示按照本专利技术进行设计和运行的直流-直流变换器10。变换器10的基本拓扑结构是非隔离反向(non-isolated buck)的。为了提供大的电流输出，变换器10最好设计成具有n个反向限幅器12的结构。在本最佳实施例中采用了5个反向限幅器，但不应将这一数目看作是对本专利技术实施的限制。一般来说，n可以是等于或大于1的任何整数。在变换器10中使用5个限幅器提供了容错功能，如果一个限幅器出现故障(例如其保险丝被烧毁)，则其余4个限幅器足可继续提供全部功率。每一限幅器12被设计成为具有反向MOSFET14(被表示为开关)和起同步整流器作用的第二MOSFET16的反向变换器功率级。每一限幅器12包括MOSFET开关14和16的栅极驱动器(未示出)、电感18和滤波电容器20。为了实现高效率，功率级不使用肖特基二极管整流器，而是将第二MOSFET16用作同步整流器。为了防止交叉传导，即MOSFET14和16都同时导通的状态，因而出现对输入(In)总线的短路，反向晶体管14在同步整流器晶体管16已截止之后才导通，并在整流器晶体管16导通之前截止。图2B表示反向MOSFET14和整流器MOSFET16的栅极驱动波形之间的时间关系。控制反向晶体管14和整流器晶体管16的这些信号不只是彼此反相的，而且必须有延迟，因此需要两个单独的驱动信号。为了减小输出纹波(对于本实施例，它最好在166A时小于50mVpp，以便防止将噪声注入到天线负载)，各限幅器有360°/5＝72°的相位差(见图2A)，将纹波频率从60KHz的基波增高到300KHz。这种提高了的频率还减小了电容器上的压降。为了控制功率级总共需要2×5＝10个不同的控制信号(每一限幅器12中的MOSFET反向晶体管14和MOSFET同步整流器16各需1个)。利用普通的模拟方法产生10个控制信号将是复杂的。例如，使用单触发电路将需要相当多的集成电路、微调电阻和低温度系数的电容等。在本专利技术的最佳实施例中，用一个数字集成电路来合成控制信号。在本专利技术的当前最佳实施例中，该数字集成电路被包括在场可编程门阵列(FPGA，即Field Programmable Gate Array)22中。在本专利技术的其它实施例中，可以使用多个分立集成电路和/或可以使用合适地编程的高速数字信号处理器来为限幅器12产生控制信号以及执行以下所述的其它功能本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种稳定功率变换器以克服因输出电压设置值与可用的多个量化占空因数之一之间的失配所引起的振荡的方法，包括以下步骤：产生用于表示所需输出电压设置值的基准电压；将基准电压与功率变换器的实际输出电压进行比较来获得误差信号；根据误差信号来 改变第一脉宽调制控制信号的脉宽，该第一脉宽调制控制信号具有第一频率；将第一脉宽调制控制信号变换成为至少一个第二脉宽调制控制信号以便改变变换器转换装置的导通时间，从而使实际输出电压与所需输出电压一致，该变换步骤包括将脉宽量化为多个量化占空 因数之一的步骤；以及注入高频抖动信号以使其出现在误差信号中，该高频抖动信号具有小于第一频率及大于功率变换器带宽频率的第二频率，该高频抖动信号的作用是有效地将可能的占空因数的数目增加到由第二频率与带宽频率之比确定的倍数。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：S坎特，R伦克，
申请(专利权)人：太空系统罗拉尔有限公司，
类型：发明
国别省市：US[美国]