基于单相BoostPFC变换器的级联无模型预测控制系统及其控制方法技术方案

本发明专利技术涉及基于单相Boost PFC变换器的级联无模型预测控制系统及其控制方法。单相Boost PFC变换器包括主电路和级联无模型预测控制系统，级联无模型预测控制系统包括电压外环控制系统和电流内环控制系统。本发明专利技术不仅采用平均滤波模块滤除单相Boost PFC变换器输出电压中的二倍频纹波电压，避免纹波电压污染参考电感电流幅值，减小控制器计算负担与延迟；还设计了无模型预测电压控制器，用于提高电压外环控制系统对于输出电压动态系统总扰动的鲁棒性和电压外环控制环路的动态响应速度。本发明专利技术能够避免导通模式识别与控制方法切换的复杂设计，有效提升对单相Boost PFC变换器参数变化及内外动态干扰的鲁棒性，全面改善单相Boost PFC变换器全功率范围运行的动稳态控制性能。性能。性能。

【技术实现步骤摘要】
基于单相Boost PFC变换器的级联无模型预测控制系统及其控制方法


[0001]本专利技术涉及Boost PFC变换器
，具体涉及基于单相Boost PFC变换器的级联无模型预测控制系统及其控制方法。

技术介绍

[0002]为了满足国际标准和电网准则对电力设备接入电网的谐波要求，功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)变换器相关的拓扑设计和控制策略不断获得研究关注。单相Boost PFC变换器由于输入电流连续、开关管驱动简单、导通损耗小等优点，广泛应用于中高功率场合。低带宽电压外环与高带宽电流内环级联的双闭环结构多被应用于单相Boost PFC变换器的控制。在双闭环级联控制结构下，电压外环与电流内环可独立设计。根据电感电流在一个开关周期中的导通状态，变换器运行于连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)和断续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)。伴随着负载功率的减小，Boost PFC变换器的电感电流在输入电流过零点处会出现断续现象，而在输入电流峰值处连续。在一个工频周期中同时出现CCM和DCM模式时，Boost PFC变换器运行于混合导通模式(Mixed Conduction Mode，MCM)。
[0003]传统的PFC电流控制环路主要基于CCM变换器的数学模型设计PI控制器，通过生成占空比信号，调节变换器输入电流正弦化，且与输入电压同相位，降低电流失真，实现单位功率因数控制。遗憾的是，在中轻载运行工况下，基于CCM变换器数学模型的PI电流控制器无法自适应于断续导通模式引起的复杂非线性，导致输入电流控制性能下降，不能完全正弦化。为了抑制变换器运行于DCM出现的电流谐波，在PI电流控制的基础上提出的占空比前馈控制能够有效改善中轻载运行工况下的输入电流控制性能，但PI控制器带宽不足的固有特性限制了电感电流准确快速跟踪的实现，占空比前馈控制仍然难以获得满意的电流控制性能。此外，基于PI的占空比前馈控制依然存在对变换器参数变化及内、外部扰动敏感的技术不足。为此，现有的解决方案需先进行运行模式的识别，再分别设计CCM和DCM下的电流预测控制器。额外的模式识别与不同模式下控制器切换的控制方案设计无疑增加了实时实现的复杂度。模型预测控制作为极具潜力的控制方法，拥有控制结构简单灵活且控制响应快速的特色，但其敏感依赖于系统的数学模型，同样存在对变换器参数变化及内、外部扰动敏感的技术不足。依据输入输出功率守恒，单相PFC变换器电压控制系统为电流控制系统提供参考电感电流幅值，稳定输出电压。由于变换器交流侧脉动的输入功率，单相PFC变换器输出电压必定包含直流电压和二倍电网频率纹波电压。二倍频纹波电压如经过电压控制系统，将直接影响参考电感电流幅值的准确生成，损害变换器输入电流波形。
[0004]同样地，传统的PFC电压控制系统主要基于CCM变换器的数学模型设计PI电压控制器，通过采取主动降低带宽的措施，限制二倍频电压纹波的通过。但当负载变化时，低带宽的PI电压控制器会导致系统动态响应缓慢，输出电压出现较大的过冲，且需要较长的稳定时间，增加电路损耗，甚至损害电路元件。为了准确生成电流参考值，在PI电压控制环路中
采用陷波器滤除反馈输出电压中的二倍频纹波电压，但陷波器引入的相位滞后会降低系统的稳定裕度，影响系统的稳定运行。为此，额外的补偿回路设计用于弥补陷波器的时延，但增加了需整定的控制增益项，增大了设计复杂度。为了进一步提升PFC变换器电压动态控制的快速性，现有文献设计非线性PI控制器，根据输出电压跟踪误差大小，变化控制器带宽，既确保稳态时输入电流的低谐波失真，又保证动态时输出电压的快速收敛。遗憾的是，基于非线性PI控制器设计的电压控制依旧存在对变换器参数变化及内、外部扰动敏感的技术不足。

技术实现思路

[0005]为了解决现有技术中存在的不足，本专利技术提供了一种基于单相Boost PFC变换器的级联无模型预测控制系统及其控制方法。
[0006]为实现上述目的，本专利技术采用了以下技术方案：
[0007]一种基于单相Boost PFC变换器的级联无模型预测控制系统，所述单相Boost PFC变换器包括单相Boost PFC变换器主电路和级联无模型预测控制系统。
[0008]所述单相Boost PFC变换器主电路包括不控整流桥电路和DC-DC Boost变换器。所述不控整流桥电路包括二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4。所述不控整流桥电路，用于将输入交流电源v
ac
初步整流成馒头波，并输入DC-DC Boost变换器。所述二极管D1与二极管D3串接，其交点与交流输入电源v
ac
的一端相接。所述二极管D2与二极管D4串接，其交点与交流输入电源v
ac
的另一端相接。所述二极管D1的阴极与二极管D2的阴极均与DC-DC Boost变换器的输入端相连，所述二极管D3与二极管D4的阳极均接地。
[0009]所述DC-DC Boost变换器包括升压电感L、功率开关器件S、续流二极管D、输出电容C、阻性负载R。所述DC-DC Boost变换器，用于对不控整流桥整流生成的馒头波进一步整流升压，稳定输出电压。所述DC-DC Boost变换器输入侧升压电感L的一端为DC-DC Boost变换器的输入端，另一端分别与续流二极管D阳极、功率开关器件S的漏极相连。所述功率开关器件S的源极接地，栅极与级联无模型预测控制系统中的PWM调制模块的输出端相连接。所述续流二极管D的阴极与输出电容C的一端相连，输出电容C的另一端接地。所述阻性负载R并联在输出电容C的两端。
[0010]所述级联无模型预测控制系统包括电压外环控制系统和电流内环控制系统。所述电压外环控制系统包括输出电压传感器、平均滤波模块和无模型预测电压控制器。所述输出电压传感器，用于采集实际输出电压信号，提供给平均滤波模块。输出电压传感器的输入端与续流二极管D的阴极相接，输出电压传感器的输出端与平均滤波模块相接。所述平均滤波模块，用于减小计算延迟，并获取平均输出电压值，提供给无模型预测电压控制器。平均滤波模块的输入端与输出电压传感器的输出端相连，平均滤波模块的输出端与无模型预测电压控制器的输入端相连。所述无模型预测电压控制器，用于稳定输出电压，给电流内环控制系统提供参考电感电流幅值。无模型预测电压控制器的输入端与用户给定的参考输出电压值相连，无模型预测电压控制器的输出端与参考电流生成模块的输入端相连。
[0011]所述电流内环控制系统包括输入电压传感器、电感电流传感器、参考电流生成模块、无模型预测电流控制器和PWM调制模块。所述输入电压传感器，用于采集实际输入电压信号，提供给参考电流生成模块。输入电压传感器的输入端与二极管D1的阳极相连，输入电
压传感器的输出端与参考电流生成模块的输入端相连。所述参考电流生成模块，用于生成参考电感电流值。参考电流生成模块的输出端与无模型预测电流控制器的输本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.基于单相Boost PFC变换器的级联无模型预测控制系统，其特征在于：所述单相Boost PFC变换器包括单相Boost PFC变换器主电路和级联无模型预测控制系统；所述单相Boost PFC变换器主电路包括不控整流桥电路和DC-DC Boost变换器；所述不控整流桥电路包括二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4；所述二极管D1与二极管D3串接，其交点与交流输入电源v
ac
的一端相接；所述二极管D2与二极管D4串接，其交点与交流输入电源v
ac
的另一端相接；所述二极管D1的阴极与二极管D2的阴极均与DC-DC Boost变换器的输入端相连，所述二极管D3与二极管D4的阳极均接地；所述DC-DC Boost变换器包括升压电感L、功率开关器件S、续流二极管D、输出电容C和阻性负载R；所述DC-DC Boost变换器输入侧升压电感L的一端为DC-DC Boost变换器的输入端，另一端分别与续流二极管D阳极、功率开关器件S的漏极相连；所述功率开关器件S的源极接地，栅极与级联无模型预测控制系统中的PWM调制模块的输出端相连；所述续流二极管D的阴极与输出电容C的一端相连，输出电容C的另一端接地；所述阻性负载R并联在输出电容C两端；所述级联无模型预测控制系统包括电压外环控制系统和电流内环控制系统；所述电压外环控制系统包括输出电压传感器、平均滤波模块和无模型预测电压控制器；所述输出电压传感器的输入端与续流二极管D的阴极相接，输出端与平均滤波模块相接；所述平均滤波模块的输入端与输出电压传感器的输出端相连，输出端与无模型预测电压控制器的输入端相连；所述无模型预测电压控制器的输入端与用户给定的参考输出电压值相连，输出端与参考电流生成模块的输入端相连；所述电流内环控制系统包括输入电压传感器、电感电流传感器、参考电流生成模块、无模型预测电流控制器和PWM调制模块；所述输入电压传感器的输入端与二极管D1的阳极相连，输出端与参考电流生成模块的输入端相连；所述参考电流生成模块的输出端与无模型预测电流控制器的输入端相接；所述电感电流传感器的输入端连接在地端与功率开关器件S的源极之间的支路上，输出端与无模型预测电流控制器的输入端相接；所述无模型预测电流控制器的输出端与PWM调制模块的输入端相连；所述PWM调制模块的输出端接功率开关器件S的栅极。2.根据权利要求1所述的单相Boost PFC变换器的级联无模型预测控制系统的控制方法，其特征在于：该方法包括以下步骤：(1)利用平均滤波模块，获得平均输出电压值；根据第k-n
Fv
个采样周期的平均输出电压值V
o
[k-n
Fv
]至第k个采样周期T
k
的平均输出电压值V
o
[k]、第k-n
Fv-2个采样周期的参考电感电流幅值至第k-2个采样周期T
k-2
的参考电感电流幅值求得第k个采样周期T
k
的电压外环控制系统总扰动部分的估计值其中，k为正整数；(2)根据第k个采样周期的电压外环控制系统总扰动部分的估计值参考电感电流幅值和参考电感电流幅值系数α
v
[k]，建立不同导通模式下的单相Boost PFC变换器系统输出电压的统一超局部模型，并对该统一超局部模型进行欧拉离散，得到离散电压方程；(3)根据不同导通模式下的单相Boost PFC变换器系统输出电压的统一超局部模型进
行欧拉离散的离散电压方程，设计无模型预测电压控制器，并采用无模型预测电压控制器求得第k个采样周期T
k
的参考电感电流幅值使单相Boost PFC变换器系统的输出电压稳定至额定值；(4)采用参考电流生成模块，对第k个采样周期T
k
中的参考电感电流幅值和输入电压v
ac
[k]进行处理，获得第k个采样周期T
k
的参考电感电流值(5)根据第k-n
Fi
个采样周期的电感电流i
L
[k-n
Fi
]至第k个采样周期T
k
的电感电流i
L
[k]、第k-n
Fi-2个采样周期的占空比控制信号d[k-n
Fi-2]至第k-2个采样周期T
k-2
的占空比控制信号d[k-2]，求得第k个采样周期T
k
的电流内环控制系统总扰动部分的估计值(6)根据第k个采样周期中的电流内环控制系统总扰动部分的估计值占空比控制信号d[k]和占空比系数α
i
[k]，建立不同导通模式下的单相Boost PFC变换器系统电感电流的统一超局部模型，并对该统一超局部模型进行欧拉离散，得到离散电流方程；(7)根据不同导通模式下的单相Boost PFC变换器系统电感电流的统一超局部模型进行欧拉离散的离散电流方程，设计无模型预测电流控制器，并采用无模型预测电流控制器求得第k个采样周期T
k
的占空比控制信号d[k]；(8)利用PWM调制模块，对第k个采样周期T
k
的占空比控制信号d[k]进行调制处理，获得第k个采样周期T
k
的功率开关器件驱动信号S[k]，控制单相Boost PFC变换器的功率开关器件S动作，使单相Boost PFC变换器的电感电流追踪参考电感电流值。3.根据权利要求2所述的单相Boost PFC变换器的级联无模型预测控制系统的控制方法，其特征在于：步骤(1)中所述的“利用平均滤波模块，获得平均输出电压值；根据第k-n
Fv
个采样周期的平均输出电压值V
o
[k-n
Fv
]至第k个采样周期T
k
的平均输出电压值V
o
[k]、第k-n
Fv-2个采样周期的参考电感电流幅值至第k-2个采样周期T
k-2
的参考电感电流幅值求得第k个采样周期T
k
的电压外环控制系统总扰动部分的估计值其中，k为正整数；”，其具体包括以下步骤：(11)在第k个采样周期T
k
中，利用输出电压传感器获得第k个采样周期T
k
的输出电压v
o
[k]；(12)利用平均滤波模块对输出电压v
o
[k]进行平均化处理；采用式(1)求得第k个采样周期T
k
的平均输出电压值V
o
[k]；
其中，V
o
[mk]表示第m个输出电压周期的第k个采样点处的平均输出电压值；v
o_mk
为第m个输出电压周期的第k个采样点处的输出电压采样值；表示第m个输出电压周期的N个采样点处输出电压采样值之和的平均电压值；V
o
[(m-1)N]为第m-1个输出电压周期的第N个采样点处的平均电压值；v
o_(m-1)k
为第m-1个输出电压周期的第k个采样点处的输出电压采样值；N为用户设定的一个输出电压周期中的采样点数；m为输出电压周期数，m为正整数；i为1至N之间的整数；(13)在第k个采样周期T
k
中，根据第k-n
Fv
个采样周期的平均输出电压值V
o
[k-n
Fv
]至第k个采样周期T
k
的平均输出电压值V
o
[k]、第k-n
Fv-2个采样周期的参考电感电流幅值至第k-2个采样周期T
k-2
的参考电感电流幅值采用式(2)求得第k个采样周期T
k
的电压外环控制系统总扰动部分的估计值的电压外环控制系统总扰动部分的估计值其中，表示第k个采样周期T
k
的电压外环控制系统总扰动部分的估计值；n
Fv
表示数据窗口长度，取正整数；k为正整数；m为k-n
Fv
+1至k之间的整数(包含k-n
Fv
+1和k)；T
v
为电压外环控制系统的控制周期；α
v
[k]为设计者整定的参考电感电流幅值系数；V
o
[m-1]表示第m-1个采样周期T
m-1
的平均输出电压值；V
o
[m]表示第m个采样周期T
m
的平均输出电压值；表示第m-3个采样周期T
m-3
的参考电感电流幅值；表示第m-2个采样周期T
m-2
的参考电感电流幅值；当m≤0时，V
o
[m-1]＝V
o
[m]＝0；当m≤2时，4.根据权利要求3所述的单相Boost PFC变换器的级联无模型控制系统的控制方法，其特征在于：步骤(2)中所述的“根据第k个采样周期的电压外环控制系统总扰动部分的估计值参考电感电流幅值和参考电感电流幅值系数α
v
[k]，建立不同导通模式下的单相Boost PFC变换器系统输出电压的统一超局部模型，并对该统一超局部模型进行欧拉离散，得到离散电压方程；”，其具体包括以下步骤：
(21)采用式(3)建立单相Boost PFC变换器运行于连续导通模式下的输出电压动态方程；其中，表示输出电压的一阶微分；d[k]表示第k个采样周期T
k
的开关管S的占空比控制信号；i
L
[k]是第k个采样周期T
k
的电感电流；i
o
[k]表示第k个采样周期T
k
的负载电流；C表示输出电容值；(22)采用式(4)建立单相Boost PFC变换器运行于断续导通模式下的输出电压动态方程：其中，表示输出电压的一阶微分；d[k]表示第k个采样周期T
k
的开关管S的占空比控制信号；i
L
[k]表示第k个采样周期T
k
的电感电流；i
o
[k]表示第k个采样周期T
k
的负载电流；C表示输出电容值；v
in
[k]表示第k个采样周期T
k
的输入电压值；L表示输入电感值；R
L
表示输入电感寄生电阻值；T
sw
为一个开关周期；(23)根据式(3)、(4)表示的不同导通模式下的输出电压动态方程，采用式(5)将Boost PFC变换器输出电压动态方程统一：其中，表示输出电压的一阶微分；表示第k个采样周期T
k
的输出电压动态方程在不同导通模式下的非线性干扰部分；d[k]表示第k个采样周期T
k
的开关管S的占空比控制信号；i
L
[k]是第k个采样周期T
k
的电感电流；C表示输出电容值；由式(3)、(4)、(5)可知，统一表示单相Boost PFC变换器运行于不同导通模式下的输出电压动态方程中出现的非线性干扰部分，均由式(6)表示：其中，表示第k个采样周期T
k
的输出电压动态方程在不同导通模式下的非线性干扰部分；d[k]表示第k个采样周期T
k
的开关管S的占空比控制信号；i
L
[k]是第k个采样周期T
k
的电感电流；i
o
[k]表示第k个采样周期T
k
的负载电流；C表示输出电容值；v
in
[k]表示第k个采样周期T
k
的输入电压值；L表示输入电感值；R
L
表示输入电感寄生电阻值；T
sw
为一个开关周期；表示Boost PFC变换器运行于连续导通模式时，输出电压方程中出现的非线
性干扰部分；表示Boost PFC变换器运行于断续导通模式时，输出电压方程中出现的非线性干扰部分；(24)对式(5)进行整体平均化，消除二倍频电压纹波带来的非线性影响，得到Boost PFC变换器输出电压统一超局部模型；利用第k个采样周期T
k
的电压外环控制系统总扰动部分的估计值第k个采样周期T
k
的参考电感电流幅值和参考电感电流幅值系数α
v
[k]，采用式(7)建立不同导通模式下的Boost PFC变换器输出电压的统一超局部模型：其中，表示平均输出电压的一阶微分；表示第k个采样周期...

【专利技术属性】
技术研发人员：李红梅，顾佳媛，张恒果，潘晨，栾志远，
申请(专利权)人：合肥工业大学，
类型：发明
国别省市：