一种基于曼彻斯特码的信噪比确定方法，该技术主要针对采用了曼彻斯特编码的通信系统，利用曼彻斯特码的特性，可以恢复出传输信号与传输噪声分量，通过两者的相关运算，可以非常方便简单地估计出当前传输信号的信噪比，在能够估计出信噪比的情况下，根据估计得出的信噪比，可以辅助载波跟踪，减小载波跟踪环路的初始频偏，实现更快的入锁，即通过对比采用不同初始频偏补偿情况下估计得出的不同信噪比，选取信噪比较高的初始频偏补偿，作为下一轮估计的基点，缩小频偏补偿范围，再次进行信噪比估计，选出信噪比较高的频偏补偿点，重复若干次后，可以保证频偏被补偿至足够小的误差范围，从而辅助载波同步。
【技术实现步骤摘要】
本专利技术涉一种基于曼彻斯特码的信噪比确定方法，属于深空探测中继通信领域。
技术介绍
该任务来源于“火星探测器测控数传分系统中继链路通信机”。在火星探测等深空探测活动中，由于通信距离远、无线电波传输延时长，信号能量衰减严重，以及可见时间短等特点，需要采用中继通信技术来实现火星、月球等表面着陆设备的对地数据传输。以火星为例，围绕火星转动的环绕器通过中继链路，获取着陆设备的观测数据，并将地球控制中心发来的遥控指令通过中继链路送给着陆设备，以实现远程控制。中继链路通常采用残留载波的BPSK调制方式进行传输。由于火星环绕器运动速度高，与火星地面上的着陆器进行通信就面临着较大的频偏以及多普勒变化率，对跟踪性能提出了较大的要求。除此之外，火星环绕器的高速运动，使得通信双方可见时间短。而由于数据信息量大，因此，一般根据信道环境进行不同速率档的信息传输，以实现信息的传输效率。因此，环绕器或着陆器上的接收机，面临着需要克服较大频偏，以及需要能够支持自适应速率解调的挑战。另外，由于运载能力的受限，项目要求设备小型化，带来的直接后果是处理资源严格受限。目前比较常用的SNR估计方法，从时域分析的主要是M2M4(2阶矩4阶矩)算法，以及高阶矩估计算法，其最大的问题在于需要进行多次乘法运算，将消耗大量的硬件处理资源，很难应用在资源受限的条件中；从频域分析的主要是基于谱分析的信噪比估计方法，通过比较目标带宽内的功率进行等效的SNR估计，该方法涉及到大量的FFT运算以及平方运算，同样也会消耗较多资源。
技术实现思路
本专利技术解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供一种针对曼彻斯特编码调制的解调系统信噪比估计方法，在输入信号为曼彻斯特编码形式时，通过此方法可以降低实现复杂度，在最简情况下(权利2)，仅仅包含了加法运算，极大地减少了硬件资源的消耗。本专利技术解决的技术方案是：一种基于曼彻斯特码的信噪比确定方法，步骤如下：(1)接收曼彻斯特编码格式的码流，将码流进行等长分段，得到多段曼彻斯特编码格式的码流，每段曼彻斯特编码格式的码流长度为2N；(2)将每段曼彻斯特编码格式的码流的奇数位提取得到奇数位码流sodd(n)，将每段曼彻斯特编码格式的码流的偶数位提取得到偶数位码流seven(n)；根据信号的定义，sodd(n)、seven(n)如下：sodd(n)＝x(n)+n0(2n-1)(1)seven(n)＝-x(n)+n0(2n)(2)式中x(n)为传输的信息，n0(2n-1)表示奇数位的高斯白噪声，n0(2n)为偶数位的高斯白噪声，n＝1，2，3...N，N为正整数；(3)根据步骤(2)的sodd(n)、seven(n)，设ssub(n)为求差序列，sadd(n)为求和序列，则有ssub(n)＝sodd(n)-seven(n)＝2x(n)+n0(2n-1)-n0(2n)＝2x(n)+n1(n)(3)sadd(n)＝sodd(n)+seven(n)＝n0(2n-1)+n0(2n)＝n2(n)(4)令X(n)＝2x(n)，X(n)为实际传输的信号幅度，则有ssub(n)＝X(n)+n1(n)(5)sadd(n)＝n2(n)(6)式中，n1(n)、n2(n)分别为噪声序列经过线性运算之后的序列，依然为高斯白噪声，n1(n)＝n0(2n-1)-n0(2n)，n2(n)＝n0(2n-1)+n0(2n)；(4)根据步骤(3)ssub(n)和sadd(n)，则有ΣNssub(n)2ΣNsadd(n)2=ΣN(X(n)+n1(n))2ΣNn2(n)2=ΣNX(n)2+ΣNn1(n)2+2ΣNX(n)n1(n)ΣNn2(n)2=ΣNX(n)2ΣNn2(n)2+ΣNn1(n)2ΣNn2(n)2+2ΣNX(n)n1(n)ΣNn2(n)2---(7)]]>由于n1(n)均是由原噪声经过相减或相加计算得出，因此n1(n)、n2(n)的均值依然为0，n1(n)的方差为原噪声n0(n)的2倍，即n1(n)均值为0，且n1(n)与X(n)互为线性独立，则有∑Nx(n)n1(n)＝N×E(X(n)n1(n))＝N×E(X(n))E(n1(n))＝0(8)式中，E(.)表示数学期望；可知式(7)第三项为0，而由于n1(n)、n2(n)方差为n0(n)的两倍，设n0(n)方差为σ2，则可得∑Nn2(n)2＝∑Nn1(n)2＝2∑Nn0(n)2＝2Nσ2(9)将式(9)代入式(7)得ΣNssub(n)2ΣNsadd(n)2=NES2Nσ2+1=ES2σ2+1---(10)]]>式中Es为每个传输符号的能量值，Es＝X(n)2，即步骤(1)接收的曼彻斯特编码格式的码流的每个原始信息的能量值；根据高斯白噪声的特性，有代入式(10)得：ESN0=ES2σ2=ΣNssub(n)2ΣNsadd(n)2-1---(11)]]>(4)根据式(11)，再进行取LOG运算，可以得到信噪比估计值SNR，即SNR=10log10(ΣNssub(n)2ΣNsadd(n)2-1);---(12)]]>还包括步骤(5)如下(5)对步骤(4)的信噪比估计值SNR，消除平方运算，得到新的信噪比估计值SNR′，具体方式如下：SNR′=20log10(ΣN|ssub(n)|ΣN|sadd(n)|)+f(20log10(ΣN|ssub(n)|ΣN|sadd(n)|))---(13)]]>式(13)中第二项为修正函数，以拟合由于取模求和产生的非线性误差；令且根据信噪比估计值，辅助对接收的曼彻斯特编码格式的码流的载波进行初始补偿，步骤如下：(1)将载波的最大频偏，进行M等分分区，M为大于等于2的正整数；在等分了M个分区之后，提取每个分区中心频点fc1、fc2...fcM，以此为频偏补偿值，对载波调制的曼彻斯特编码格式的码流进行一次变频，对变频结果进行SNR估计，得到多个SNR估计值；(2)选择最大SNR估计值对应的那一个频点和分区，在此分区内，重新划分M个分区，提取重新划分M个分区的每个分区中心频点fc1、fc2...fcM，得到新的fc1、fc2...fcM的值，再次进行SNR估计，得到多个SNR估计值；(3)重复步骤(2)一定次数后，输出最大SNR估计值对应的那一个频点，以该频点对载波进行补偿，即能够开启载波跟踪。所述步骤(3)中重复步骤(2)一定次数选取为：载波跟踪要求的频偏范围为f′，设载波的最大频偏为fmax，重复步骤(2)的次数为本专利技术与现有技术相比，具有如下有益效果：(1)利用曼彻斯特编码的特点，分离出信号支路与噪声支路，通过两个支路进行信噪比的估计，并采用了拟合手段，获得了更为简化的估计方式。(2)针对估计出来的信噪比，直接作为载波同步辅助的重要判据，可以在载波跟踪环跟踪能力有限的情况下，完成初始频偏的快速捕获功能，减小载波同步的初始入锁难度，加快入锁过程。(3)本发本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种基于曼彻斯特码的信噪比确定方法，其特征在于步骤如下：(1)接收曼彻斯特编码格式的码流，将码流进行等长分段，得到多段曼彻斯特编码格式的码流，每段曼彻斯特编码格式的码流长度为2N；(2)将每段曼彻斯特编码格式的码流的奇数位提取得到奇数位码流sodd(n)，将每段曼彻斯特编码格式的码流的偶数位提取得到偶数位码流seven(n)；根据信号的定义，sodd(n)、seven(n)如下：sodd(n)＝x(n)+n0(2n‑1) (1)seven(n)＝‑x(n)+n0(2n) (2)式中x(n)为传输的信息，n0(2n‑1)表示奇数位的高斯白噪声，n0(2n)为偶数位的高斯白噪声，n＝1,2,3…N，N为正整数；(3)根据步骤(2)的sodd(n)、seven(n)，设ssub(n)为求差序列，sadd(n)为求和序列，则有ssub(n)＝sodd(n)‑seven(n)＝2x(n)+n0(2n‑1)‑n0(2n)＝2x(n)+n1(n) (3)sadd(n)＝sodd(n)+seven(n)＝n0(2n‑1)+n0(2n)＝n2(n) (4)令X(n)＝2x(n)，X(n)为实际传输的信号幅度，则有ssub(n)＝X(n)+n1(n) (5)sadd(n)＝n2(n) (6)式中，n1(n)、n2(n)分别为噪声序列经过线性运算之后的序列，依然为高斯白噪声，n1(n)＝n0(2n‑1)‑n0(2n)，n2(n)＝n0(2n‑1)+n0(2n)；(4)根据步骤(3)ssub(n)和sadd(n)，则有ΣNssub(n)2ΣNsadd(n)2=ΣN(X(n)+n1(n))2ΣNn2(n)2=ΣNX(n)2+ΣNn1(n)2+2ΣNX(n)n1(n)ΣNn2(n)2=ΣNX(n)2ΣNn2(n)2+ΣNn1(n)2ΣNn2(n)2+2ΣNX(n)n1(n)ΣNn2(n)2---(7)]]>由于n1(n)均是由原噪声经过相减或相加计算得出，因此n1(n)、n2(n)的均值依然为0，n1(n)的方差为原噪声n0(n)的2倍，即n1(n)均值为0，且n1(n)与X(n)互为线性独立，则有ΣNX(n)n1(n)＝N×E(X(n)n1(n))＝N×E(X(n))E(n1(n))＝0 (8)式中，E(.)表示数学期望；可知式(7)第三项为0，而由于n1(n)、n2(n)方差为n0(n)的两倍，设n0(n)方差为σ2，则可得∑Nn2(n)2＝∑Nn1(n)2＝2∑Nn0(n)2＝2Nσ2 (9)将式(9)代入式(7)得ΣNssub(n)2ΣNsadd(n)2=NES2Nσ2+1=ES2σ2+1---(10)]]>式中ES为每个传输符号的能量值，ES＝X(n)2，即步骤(1)接收的曼彻斯特编码格式的码流的每个原始信息的能量值；根据高斯白噪声的特性，有代入式(10)得：ESN0=ES2σ2=ΣNssub(n)2ΣNsadd(n)2-1---(11)]]>(4)根据式(11)，再进行取LOG运算，可以得到信噪比估计值SNR，即SNR=10log10(ΣNssub(n)2ΣNsadd(n)2-1)---(12).]]>...
【技术特征摘要】
1.一种基于曼彻斯特码的信噪比确定方法，其特征在于步骤如下：(1)接收曼彻斯特编码格式的码流，将码流进行等长分段，得到多段曼彻斯特编码格式的码流，每段曼彻斯特编码格式的码流长度为2N；(2)将每段曼彻斯特编码格式的码流的奇数位提取得到奇数位码流sodd(n)，将每段曼彻斯特编码格式的码流的偶数位提取得到偶数位码流seven(n)；根据信号的定义，sodd(n)、seven(n)如下：sodd(n)＝x(n)+n0(2n-1)(1)seven(n)＝-x(n)+n0(2n)(2)式中x(n)为传输的信息，n0(2n-1)表示奇数位的高斯白噪声，n0(2n)为偶数位的高斯白噪声，n＝1,2,3…N，N为正整数；(3)根据步骤(2)的sodd(n)、seven(n)，设ssub(n)为求差序列，sadd(n)为求和序列，则有ssub(n)＝sodd(n)-seven(n)＝2x(n)+n0(2n-1)-n0(2n)＝2x(n)+n1(n)(3)sadd(n)＝sodd(n)+seven(n)＝n0(2n-1)+n0(2n)＝n2(n)(4)令X(n)＝2x(n)，X(n)为实际传输的信号幅度，则有ssub(n)＝X(n)+n1(n)(5)sadd(n)＝n2(n)(6)式中，n1(n)、n2(n)分别为噪声序列经过线性运算之后的序列，依然为高斯白噪声，n1(n)＝n0(2n-1)-n0(2n)，n2(n)＝n0(2n-1)+n0(2n)；(4)根据步骤(3)ssub(n)和sadd(n)，则有ΣNssub(n)2ΣNsadd(n)2=ΣN(X(n)+n1(n))2ΣNn2(n)2=ΣNX(n)2+ΣNn1(n)2+2ΣNX(n)n1(n)ΣNn2(n)2=ΣNX(n)2ΣNn2(n)2+ΣNn1(n)2ΣNn2(n)2+2ΣNX(n)n1(n)ΣNn2(n)2---(7)]]>由于n1(n)均是由原噪声经过相减或相加计算得出，因此n1(n)、n2(n)的均值依然为0，n1(n)的方差为原噪声n0(n)的2倍，即n1(n)均值为0，且n1(n)与X(n)互为线性独立，则有ΣNX(n)n1(n)＝N×E(X(n)n1(n))＝N×E(X(n))E(n1(n))＝0(8)式中，E(.)表示数学期望；可知式(7)第三项为0，而由于n1(n)、n2(n)方差为n0(n)的两倍，...
【专利技术属性】
技术研发人员：王诗力，田嘉，董超，王大庆，
申请(专利权)人：西安空间无线电技术研究所，
类型：发明
国别省市：陕西;61
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