一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器制造技术

本发明专利技术公开了一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，在传统的两个桥臂四个NMOS管M3、M4、M5及M6构成的LLC谐振电源变换器的谐振网络基础上，增设了包括NMOS管M1、M2构成一个桥臂，与电感La构成的有源网络并依次串接隔离变压器和Class D全桥整流，Class D全桥整流通过负载R依次连接输出采样电路、误差放大电路、STM32F407微控制器和高频栅驱动电路，高频栅驱动电路的输出驱动附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的正常工作。本发明专利技术具有两种工作模式，大大提高了LLC谐振变换器的轻载效率，还具有窄的开关频率范围以及在全负载范围内对称工作的优点。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及DC/DC电源变换器，尤其涉及一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器。
技术介绍
目前，对于应用在商用直流电源和工业电源单元的现代开关电源而言，都有高效率、高功率密度、小体积以及高可靠性的要求。电源通常由两级结构组成，第一级是升压功率因数校正级，第二级是高频链DC/DC转换级。全桥结构由于其低电压应力和较小的变压器尺寸，得以广泛使用在第二级电路中。由于传统全桥结构的开关器件在开关过程中损耗和振荡都比较大，现在逐渐被零电压开关(ZVS)全桥结构所取代，其中移相全桥(PSFB)结构就实现了开关管的零电压导通。然而，诸如续流阶段的高环路电流损耗、副边占空比丢失、变压器磁通密度偏差以及负载电流减小时滞后臂难于实现ZVS等等这些缺点，极大地限制了PSFB拓扑在高频领域的应用。LLC串联谐振DC/DC变换器实现了在宽负载范围内原边的ZVS以及副边的零电流开关(ZCS)，LLC串联谐振变换器的软开关过程使其应用在许多场合，特别是在高输出电压和低输出电流的场合。通常，LLC串联谐振变换器通过调整开关频率来调节输出电压，这是因为若其工作在感性区，降低其开关频率就会增大电压转换率。对于LLC串联谐振变换器而言，很难通过频率调制(FM)设计得到宽输入/输出范围的变换器。目前，针对LLC串联谐振变换器，考虑降低开关频率来得到高轻载效率的方案比较多。例如通过增加辅助电路或采用不同的控制方案。然而，这些方案使用了复杂的辅助绕组或非对称的脉宽调制(APWM)技术，具有功率损耗大或磁通密度偏差等缺点。
技术实现思路
本专利技术目的是针对现有技术存在的缺陷提供一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，本专利技术为实现上述目的，采用如下技术方案：一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，LLC谐振电源变换器的谐振网络设有四个NMOS管M3、M4、M5及M6，电感Lr和Lm以及电容Cr，NMOS管M3和M4构成一个桥臂，NMOS管M5和M6构成另一个桥臂，NMOS管M3的源极连接NMOS管M4的漏极和电感Lr的一端，NMOS管M5的源极连接NMOS管M6的漏极和电感Lm的一端，电感Lm的另一端串接电容Cr后连接电感Lr的另一端，NMOS管M3和M5的漏极均连接输入电压VIN正端，NMOS管M4和M6的源极均连接输入电压VIN负端并连接输入地，NMOS管M3、M4、M5及M6的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容；其特征在于：增设包括NMOS管M1、M2和电感La构成的有源网络，该有源网络与包括四个NMOS管M3、M4、M5及M6的LLC谐振电源变换器的谐振网络共同构成附加有源谐振的谐振网络，其中增设的NMOS管M1和M2构成第三个桥臂，NMOS管M1的源极连接NMOS管M2的漏极和电感La的一端，电感La的另一端连接NMOS管M3源极与NMOS管M4漏极和电感Lm的连接端，NMOS管M1的漏极连接输入电压VIN正端，NMOS管M2的源极连接输入电压VIN负端并连接输入地，NMOS管M1和M2的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容；附加有源谐振的谐振网络的输出依次串接隔离变压器和Class D全桥整流，Class D全桥整流通过负载依次连接输出采样电路、误差放大电路、STM32F407微控制器和高频栅驱动电路，高频栅驱动电路的输出驱动附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的正常工作；隔离变压器原边的同名端和异名端与电感Lm并联连接；Class D全桥整流包括二极管D7、D8、D9、D10和滤波电容Cf，二极管D7的阳极连接二极管D8的阴极和隔离变压器副边的同名端，二极管D9的阳极连接二极管D10的阴极和隔离变压器副边的异名端，二极管D7的阴极连接二极管D9的阴极和滤波电容Cf的正端并作为Class D全桥整流的输出端连接负载电阻R的一端，二极管D8的阳极连接二极管D10的阳极和滤波电容Cf的负端并连接输出地；输出采样电路包括电阻R1、R2和Rs，电阻R1、R2构成输出电压采样电路，电阻R1的一端连接Class D全桥整流的输出端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端并作为输出电压采样电路的输出端，电阻R2的另一端接输出地；电阻Rs构成输出电流采样电路，电阻Rs的一端连接负载电阻R的另一端并作为输出电流采样电路的输出端，电阻Rs的另一端连接输出地；误差放大电路包括两个运算放大器，其中一个运算放大器的负端连接输出电压采样电路的输出端，另一个运算放大器的负端连接输出电流采样电路的输出端，两个运算放大器的正端均连接输出地；STM32F407微控制器包括A/D变换器、迟滞比较器、数字PI控制器、频率调制器和模式选择电路，误差放大电路中两个运算放大器的输出分别为输出电压的放大信号和输出电流的放大信号，均连接STM32F407微控制器的A/D转换接口，A/D转换后得到的数字电压反馈信号VFB与参考电压VREF进行比较后输出给数字PI控制器，数字PI控制器将电压反馈信号VFB与参考电压VREF之差VE经过比例、积分运算，得到的电压信号输出给频率调制器，频率调制器由STM32F407微控制器中的定时器实现，根据数字PI控制器输出电压的大小得到一对频率可调的互补脉冲输出信号并将其输出给模式选择电路；A/D转换后得到的数字电流反馈信号IFB与参考电流IREF经迟滞比较器后亦输出给模式选择电路，模式选择电路输出G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号，迟滞比较器的输出确定使能信号的电平，进而决定G1和G2，G3和G4两对输出信号的工作状态；高频栅驱动电路包括三个相同的驱动电路，每个驱动电路对应连接模式选择电路输出的G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号中的一对信号，每个驱动电路均设有隔离栅驱动芯片以及并联在隔离栅驱动芯片输出端的两组相同的外部负关断电压产生电路，每组外部负关断电压产生电路均包括电容Cb、二极管Dn、电阻Rg和Rgd，其中一组外部负关断电压产生电路中的电容Cb的一端连接隔离栅驱动芯片的一个输出端，电容Cb的另一端连接二极管Dn的阴极、电阻Rg的一端和电阻Rgd的一端，电阻Rg的另一端输出的信号控制附加有源谐振的谐振网络三个桥臂中其中一个桥臂中的上开关管栅极，电阻Rgd的另一端连接二极管Dn的阳极和隔离栅驱动芯片的另一个输出端，该端输出的信号控制上述桥臂中的上开关管源极；另一组外部负关断电压产生电路中的电容Cb的一端连接隔离栅驱动芯片的第三个输出端，电容Cb的另一端连接二极管Dn的阴极、电阻Rg的一端和电阻Rgd的一端，电阻Rg的另一端输出的信号控制附加有源谐振的谐振网络中上述桥臂的下开关管栅极，电阻Rgd的另一端连接二极管Dn的阳极和隔离栅驱动芯片的第四个输出端，该端输出的信号作为控制附加有源谐振的谐振网络中上述桥臂的下开关管源极；高频栅驱动电路根据模式选择电路输出的G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号的工作状态决定附加有源网络的谐振网络的工作模式究竟是A还是B，模式A和B分别对应了两种不同的谐振频率，不同的谐振频率下，附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的工作状态不同：如果EN＝1，G3和G4以及G5和G6为脉冲信号，G1和G2为0，附加有源网络的谐振本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，LLC谐振电源变换器的谐振网络设有四个NMOS管M3、M4、M5及M6，电感Lr和Lm以及电容Cr，NMOS管M3和M4构成一个桥臂，NMOS管M5和M6构成另一个桥臂，NMOS管M3的源极连接NMOS管M4的漏极和电感Lr的一端，NMOS管M5的源极连接NMOS管M6的漏极和电感Lm的一端，电感Lm的另一端串接电容Cr后连接电感Lr的另一端，NMOS管M3和M5的漏极均连接输入电压VIN正端，NMOS管M4和M6的源极均连接输入电压VIN负端并连接输入地，NMOS管M3、M4、M5及M6的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容；其特征在于：增设包括NMOS管M1、M2和电感La构成的有源网络，该有源网络与包括四个NMOS管M3、M4、M5及M6的LLC谐振电源变换器的谐振网络共同构成附加有源谐振的谐振网络，其中增设的NMOS管M1和M2构成第三个桥臂，NMOS管M1的源极连接NMOS管M2的漏极和电感La的一端，电感La的另一端连接NMOS管M3源极与NMOS管M4漏极和电感Lm的连接端，NMOS管M1的漏极连接输入电压VIN正端，NMOS管M2的源极连接输入电压VIN负端并连接输入地，NMOS管M1和M2的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容；附加有源谐振的谐振网络的输出依次串接隔离变压器和Class D全桥整流，Class D全桥整流通过负载依次连接输出采样电路、误差放大电路、STM32F407微控制器和高频栅驱动电路，高频栅驱动电路的输出驱动附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的正常工作；隔离变压器原边的同名端和异名端与电感Lm并联连接；Class D全桥整流包括二极管D7、D8、D9、D10和滤波电容Cf，二极管D7的阳极连接二极管D8的阴极和隔离变压器副边的同名端，二极管D9的阳极连接二极管D10的阴极和隔离变压器副边的异名端，二极管D7的阴极连接二极管D9的阴极和滤波电容Cf的正端并作为Class D全桥整流的输出端连接负载电阻R的一端，二极管D8的阳极连接二极管D10的阳极和滤波电容Cf的负端并连接输出地；输出采样电路包括电阻R1、R2和Rs，电阻R1、R2构成输出电压采样电路，电阻R1的一端连接Class D全桥整流的输出端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端并作为输出电压采样电路的输出端，电阻R2的另一端接输出地；电阻Rs构成输出电流采样电路，电阻Rs的一端连接负载电阻R的另一端并作为输出电流采样电路的输出端，电阻Rs的另一端连接输出地；误差放大电路包括两个运算放大器，其中一个运算放大器的负端连接输出电压采样电路的输出端，另一个运算放大器的负端连接输出电流采样电路的输出端，两个运算放大器的正端均连接输出地；STM32F407微控制器包括A/D变换器、迟滞比较器、数字PI控制器、频率调制器和模式选择电路，误差放大电路中两个运算放大器的输出分别为输出电压的放大信号和输出电流的放大信号，均连接STM32F407微控制器的A/D转换接口，A/D转换后得到的数字电压反馈信号VFB与参考电压VREF进行比较后输出给数字PI控制器，数字PI控制器将电压反馈信号VFB与参考电压VREF之差VE经过比例、积分运算，得到的电压信号输出给频率调制器，频率调制器由STM32F407微控制器中的定时器实现，根据数字PI控制器输出电压的大小得到一对频率可调的互补脉冲输出信号并将其输出给模式选择电路；A/D转换后得到的数字电流反馈信号IFB与参考电流IREF经迟滞比较器后亦输出给模式选择电路，模式选择电路输出G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号，迟滞比较器的输出确定使能信号的电平，进而决定G1和G2，G3和G4两对输出信号的工作状态；高频栅驱动电路包括三个相同的驱动电路，每个驱动电路对应连接模式选择电路输出的G1和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号中的一对信号，每个驱动电路均设有隔离栅驱动芯片以及并联在隔离栅驱动芯片输出端的两组相同的外部负关断电压产生电路，每组外部负关断电压产生电路均包括电容Cb、二极管Dn、电阻Rg和Rgd，其中一组外部负关断电压产生电路中的电容Cb的一端连接隔离栅驱动芯片的一个输出端，电容Cb的另一端连接二极管Dn的阴极、电阻Rg的一端和电阻Rgd的一端，电阻Rg的另一端输出的信号控制附加有源谐振的谐振网络三个桥臂中其中一个桥臂中的上开关管栅极，电阻Rgd的另一端连接二极管Dn的阳极和隔离栅驱动芯片的另一个输出端，该端输出的信号控制上述桥臂中的上开关管源极；另一组外部负关断电压产生电路中的电容Cb的一端连接隔离栅驱动芯片的第三个输出端，电容Cb的另一端连接二极管Dn的阴极、电阻Rg的一端和电阻Rgd的一端，电阻Rg的另一端输出的信号...

【技术特征摘要】
1.一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，LLC谐振电源变换器的谐振网络设有四个NMOS管M3、M4、M5及M6，电感Lr和Lm以及电容Cr，NMOS管M3和M4构成一个桥臂，NMOS管M5和M6构成另一个桥臂，NMOS管M3的源极连接NMOS管M4的漏极和电感Lr的一端，NMOS管M5的源极连接NMOS管M6的漏极和电感Lm的一端，电感Lm的另一端串接电容Cr后连接电感Lr的另一端，NMOS管M3和M5的漏极均连接输入电压VIN正端，NMOS管M4和M6的源极均连接输入电压VIN负端并连接输入地，NMOS管M3、M4、M5及M6的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容；其特征在于：增设包括NMOS管M1、M2和电感La构成的有源网络，该有源网络与包括四个NMOS管M3、M4、M5及M6的LLC谐振电源变换器的谐振网络共同构成附加有源谐振的谐振网络，其中增设的NMOS管M1和M2构成第三个桥臂，NMOS管M1的源极连接NMOS管M2的漏极和电感La的一端，电感La的另一端连接NMOS管M3源极与NMOS管M4漏极和电感Lm的连接端，NMOS管M1的漏极连接输入电压VIN正端，NMOS管M2的源极连接输入电压VIN负端并连接输入地，NMOS管M1和M2的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容；附加有源谐振的谐振网络的输出依次串接隔离变压器和Class D全桥整流，Class D全桥整流通过负载依次连接输出采样电路、误差放大电路、STM32F407微控制器和高频栅驱动电路，高频栅驱动电路的输出驱动附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的正常工作；隔离变压器原边的同名端和异名端与电感Lm并联连接；Class D全桥整流包括二极管D7、D8、D9、D10和滤波电容Cf，二极管D7的阳极连接二极管D8的阴极和隔离变压器副边的同名端，二极管D9的阳极连接二极管D10的阴极和隔离变压器副边的异名端，二极管D7的阴极连接二极管D9的阴极和滤波电容Cf的正端并作为Class D全桥整流的输出端连接负载电阻R的一端，二极管D8的阳极连接二极管D10的阳极和滤波电容Cf的负端并连接输出地；输出采样电路包括电阻R1、R2和Rs，电阻R1、R2构成输出电压采样电路，电阻R1的一端连接Class D全桥整流的输出端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端并作为输出电压采样电路的输出端，电阻R2的另一端接输出地；电阻Rs构成输出电流采样电路，电阻Rs的一端连接负载电阻R的另一端并作为输出电流采样电路的输出端，电阻Rs的另一端连接输出地；误差放大电路包括两个运算放大器，其中一个运算放大器的负端连接输出电压采样电路的输出端，另一个运算放大器的负端连接输出电流采样电路的输出端，两个运算放大器的正端均连接输出地；STM32F407微控制器包括A/D变换器、迟滞比较器、数字PI控制器、频率调制器和模式选择电路，误差放大电路中两个运算放大器的输出分别为输出电压的放大信号和输出电流的放大信号，均连接STM32F407微控制器的A/D转换接口，A/D转换后得到的数字电压反馈信号...

【专利技术属性】
技术研发人员：孙伟锋，田豪傑，俞居正，苏畅，钱钦松，陆生礼，时龙兴，
申请(专利权)人：东南大学，
类型：发明
国别省市：江苏;32