本发明专利技术公开了一种交流‑直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统，该恒流系统包括补偿电压采样电路、补偿时间采样发生器、电平转换、电压电流转换电路和加法/减法电路，补偿时间采样发生器产生补偿采样时间tcomp，该补偿采样时间tcomp等于系统固有的延迟时间td的时序逻辑，该时序逻辑控制补偿电压采样电路的采样，从而产生采样电压Vsmp，该采样电压Vsmp经过电压电流转换电路产生补偿电流Icomp送往加法/减法电路，从而最终输出电压Vc，本发明专利技术的动态补偿值为 ，它包含了线电压的变化、电感量的变化、导通时间误差的变化以及这些因素的综合效果，补偿采样时间等于系统关断延迟tcomp=td1，就可以正好补偿了所有的误差，实现全方位补偿。
【技术实现步骤摘要】
交流-直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统
本专利技术涉及电子
，具体涉及一种交流-直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统。
技术介绍
随着充电设备行业和照明行业的不断创新和快速发展，对节能和环保的要求越来越重要，希望功耗越来越低。在交流-直流变换器的应用中，比如充电器、适配器和照明LED灯，要求系统输出的电流恒流，而且精度越来越高。然而在交流-直流峰值电流控制的反激式变化器或者非隔离降压变化器中，以下参数是变化的：线电压Vin(t)是波动的，变压器或电感的感量Lp会随温度、产品批量的不一致性而变化；变换器系统固有的延迟时间td随着温度和工艺的漂移而变化较大。图1和图2是目前在LED照明和充电器应用中带有电流补偿的交流-直流(AC-DC)变换器系统框图，其中图1是隔离反激系统，图2是非隔离系统，其AC-DC控制系统包括峰值电流比较器、控制逻辑、驱动电路，电流补偿模块。其中电流补偿模块是基于原边峰值电流受线电压等因素影响而波动较大做的补偿。其原理是：当开关管Q1导通时原边电流线性增加，当检测电组Rcs两端的电压CS上升到等于Vref后，比较器输出Vcomp为”0”，逻辑控制Vctl为”0”和驱动转换输出Vdr为低，使开关管Q1关断，从而完成原边导通过程。实际上，比较器变为“0”到Vdr存在一定的延迟时间td，这样Q1关断时，电压CS的电流超过Vref/R很多，这是造成电流误差的主要原因。假设没使用任何补偿模块，理论上原边导通时有如下关系：其中Vin(t)、Lp、ton1、Ipk1分别是母线输入电压(以下简称“线电压”)、原边电感，Vcs电压达到Vref时的导通时间和对应的原边峰值电流；Rcs、Vref、Vcs(ton)、Ipk_on、td1分别是CS端检测电阻和参考电压、原边导通时间ton末(即Q1关断时)对应的CS端电压和原边峰值电流、系统延迟时间。由于Vref、Rcs的精度相对较高，这里予以忽略，所以由(2)可知开关管Q1真正关断时原边峰值电流Ipk_on受系统延迟td影响而增加不少，如图3的实际情况-不补偿的部分所示。在交流-直流(AC-DC)变换系统中，线电压Vin是变化很大的、由(2)式可知，峰值电流还受Vin变化的影响很大，所以目前学术和工业界提出了各种线电压补偿办法，通过补偿，使图1和图2中的比较器提前td时间翻转，同时采用和Vin同比例变化的补偿---Vin大时补偿大，Vin小时补偿小，补偿后的波形如图3“实际情况-补偿后”的部分所示。目前的电流补偿办法都是线电压补偿法，即主要针对线电压的变化而采取的电流补偿法，其结构主要包括四种，如图4、图5、图6、图7所示的四种结构。其中图4和图7适用于隔离和非隔离应用，图5仅适用于隔离系统，图6仅适用于非隔离系统。其基本结构有两部分构成：采样电路和电压电流转换电路。结合图1和图4，补偿原理如下：通过采样电路采取信号进入电压电流转换模块后产生补偿电流Icomp，通过加法电路产生CS1电压，增加后的CS1电压使比较器提前td导通，弥补了系统延迟造成的实际原边峰值电流偏大的误差。图1或图2和其他三种补偿结构结合，其原理是一样的。这四种补偿技术的差别是：图4补偿原理是从Vin直接采用加在CS上，这样补偿电流与Vin成正比，补偿后的CS1电压和Vin电压同步变化，Vctl为‘0’时间与Vin反向变化，有效的弥补了Vin变化和td变化造成的误差。图5是只对隔离AC-DC变换器系统而言的，辅助绕组电感Laux和图1中的主绕组Lp反相，通过耦合到辅助绕组产生一个与输入电压成线性比例的电压，其关系式为其中Vaux是采用绕组上的电压，Np和Naux是原边绕组和辅助绕组的匝数。这样补偿电流和Vin电压同比例的变化，Vctl为‘0’时间与Vin反向变化：即Vin增加大则比较器提前导通时间大，否则小；Vin减小时比较器推迟导通，这样从(2)式可知有效弥补了Vin变化和td变化造成的误差。图6是对非隔离AC-DC变换器(见图2)而言的，补偿思路为在图6的Z1阻性负载(可以是LED灯珠，也可以是电阻或者锂离子充电器等阻性负载)和电感之际采样，即分压后的采样电压Vsmp与(Vin-Vz)从而与Vin成正比例关系，从而产生与Vin成正比的补偿电流，有效的弥补了Vin变化和td变化造成的误差。图7补偿原理是芯片内部的电流源通过补偿控制来产生补偿电流，达到Vctl提前为‘0’的时间，弥补了td变化造成的电流误差，由于补偿电流与Vin没有任何关系，这种措施无法有效弥补Vin变化造成的误差。以上四种补偿仅仅是线电压补偿，有以下几个局限性：1)假定了系统的延迟td的是不变的，其实这个系统延迟时间td来源于逻辑运算延迟、高压驱动等模块的寄生延迟，且芯片生产中工艺的±30％偏差和-40℃-125℃的宽温度变化使得td的变化非常大。2)假定了电感的值L是不变的，其实不同批次电感的值或者不同温度下的电感值是有较大的变化的。td和电感L的变化导致的峰值电流变化如图9所示，Vref-Vcomp是补偿后VCS1＝Vref时CS端对应的电压，K0、K1、K2是受环境影响而电感不变、减少、增加后导致CS端电压变化的斜率。在假定延迟td为固定值补偿情况下，不同的斜率导致开关管关断时CS端的实际电压分别为Vref、Vref+ΔV1、Vref-ΔV2,可见误差较大难以保证峰值电流精度。同理电感值不变，受温度和工艺影响而导致延迟td变化的情况下，这种补偿的误差也是非常大的由此可见，现有的四种补偿技术补偿非常有限，对于原边电感电流精度要求不高的应用场合尚可，但无法满足电流精度日益提高的要求，更没有办法解决的问题是：开关系统延迟td随着芯片工艺、温度的变化而变化很大，有些高达±35％。在系统工作频率比较低(30KHz--50Khz)的应用中，由于td可通过有意设计使之比较大，这样工艺和温度偏差的带来的寄生延迟在总延迟td中比例比较小，可以把td随芯片工艺、温度的变化的范围控制在±20％以内。然而技术的发展越来越要求工作频率高，在工作频率50Khz-100Khz的应用中系统延迟td不宜太大，这样工艺和温度偏差的带来的寄生延迟占td主导地位。显然现有方案的补偿效果越来越小，很难做到宽温度下峰值电流精度在±10％以下，而且不同批次产品的电流精度偏差更大，这也是目前的芯片产品普遍存在批量不一致性，产品稳定差、系统可靠性不足的主要原因。
技术实现思路
为了解决上述存在的问题，本专利技术提供一种交流-直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统。本专利技术解决上述问题所采用的技术方案为：提供一种交流-直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统，该恒流系统包括补偿电压采样电路、补偿时间采样发生器、电平转换、电压电流转换电路和加法/减法电路，补偿时间采样发生器产生补偿采样时间tcomp，该补偿采样时间tcomp等于系统固有的延迟时间td的时序逻辑，该时序逻辑控制补偿电压采样电路的采样，从而产生采样电压Vsmp，该采样电压Vsmp经过电压电流转换电路产生补偿电流Icomp送往加法/减法电路，从而最终输出电压Vc。本专利技术从电感峰值电流成线性变化的CS电压采样作为补偿量，这一个动态补偿值为它包含了线电压的变化、电感量的变化、导通至关断的系本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种交流‑直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统，其特征在于：该恒流系统包括补偿电压采样电路、补偿时间采样发生器、电平转换、电压电流转换电路和加法/减法电路，补偿时间采样发生器产生补偿采样时间tcomp ，该补偿采样时间tcomp 等于系统固有的延迟时间td的时序逻辑，该时序逻辑控制补偿电压采样电路的采样，从而产生采样电压Vsmp，该采样电压Vsmp 经过电压电流转换电路产生补偿电流Icomp送往加法/减法电路，从而最终输出电压Vc。
【技术特征摘要】
1.一种交流-直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统，其特征在于：该恒流系统包括补偿电压采样电路、补偿时间采样发生器、电平转换、电压电流转换电路和加法/减法电路，补偿时间采样发生器产生补偿采样时间tcomp，该补偿采样时间tcomp等于系统固有的延迟时间td的时序逻辑，该时序逻辑控制补偿电压采样电路的采样，从而产生采样电压Vsmp，该采样电压Vsmp经过电压电流转换电路产生补偿电流Icomp送往加法/减法电路，从而最终输出电压Vc。2.根据权利要求1所述的交流-直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统，其特征在于：该恒流系统应用于交流-直流隔离控制器和/或非隔离控制器系统中。3.根据权利要求2所述的交流-直流变换器中自适应补偿电流峰值的恒流系统，其特征在于：所述交流-直流隔离控制器和/或非隔离控制器系统包括控制器，该控制器包括电流补偿模块、比较器、控制逻辑和驱动电路。4.根据权利要求3所述的交流-直流变换器中自适应补偿电流峰...
【专利技术属性】
技术研发人员：邓云飞，
申请(专利权)人：宁波爱萨微电子科技有限公司，
类型：发明
国别省市：浙江;33
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