多相脉动电压稳压发生器应用一参照上下电压阈值的滞后比较器，该比较器监视电容器两端产生的主控脉动电压波形，而供给电容器的电流正比于输出电压与输入电压或地的差压。滞后比较器的输出产生连续耦接ＰＷＭ锁存器的主控时钟信号，其状态限定了被同步脉动电压各别分量的持续时间。各个ＰＷＭ锁存器的第一状态由选择的主控时钟信号启动，而由监视各自相节点电压的有关相电压比较器中止。
【技术实现步骤摘要】
本专利技术一般涉及电源电路及其元件，尤其针对一种同步多台合成脉动发生器的装置，所述发生器产生人造或合成的脉动波形束控制多相DC-DC转换器的切换操作。
技术介绍
如上述’787专利申请的背景所述，集成电路的电力通常由一个或多个直流(DC)电源提供。在一些应用中，电路可能要求多个不同于供电电压的稳定电压，尤其在希望低电流消耗的诸如便携式的由电池供电的设备中，这类电压相对低，如三伏或以下量级(该结构在便携应用中形成很高的压差，如输入电压为4.5～25V量级，输出电压Vo为0.5～3.7V)。另在许多应用中，负载电流变化超过若干量级。为满足这些要求，常应用基于脉动发生器的转换器，如附图说明图1类型的滞后或“继电器式”转换器。这种基于脉动稳压器的DC-DC电压转换器应用相对简单的控制机理，对负载瞬变响应迅速。脉动电压稳压器的开关频率为异步，适用于希望直接控制开关频率或开关边沿的场合。为此，图1的脉动电压稳压器使用了滞后比较器10，它可切换地控制栅驱动电路20，其各自的输出驱动口22和23耦合到一对电子功率开关器件的控制或栅驱动输入端，这些器件分别示为上部P-MOSFET(或PFET)器件30和下部N-MOSFET(或NFET)器件40。这些FET开关件的漏源通路串耦在第一与第二参考电压(Vdd与地(GND))之间。根据比较器10提供的脉宽调制(PWM)开关波形(如图2时序图的PWM所示)，栅驱动电路20可控制开关或通断两只开关器件30和40。上部PFET器件30被栅驱动器20施加给PFET器件20栅极的上部栅极开关信号UG接通与断开，而下部NFET器件30被栅驱动器20施加给NFET器件30栅极的下部栅极开关信号LG接通与断开。两功率FET30/40之间的一公共或相位电压节点35经电感器50耦接电容器60，后者参照规定的电位(如地(GND))。电感器50与电容器60之间的连线55用作输出节点，由此导出输出电压Vout(图2中示为三角波形输出)。为相对规定的参考电压调节该输出电压，输出节点55耦接滞后比较器10的第一反相(-)输入端11，其第二非反相(+)输入端12耦合成接收DC参考电压。在这种滞后稳压器中，当节点55的输出电压Vout低于参考电压基准时(减去比较器固有的滞后电压Δ)，滞后比较器10的输出PWM信号波形就过渡到第一状态(如变高)；反之，当输出电压Vout超过参考电压加滞后电压Δ时，比较器的PWM输出则过渡到第二状态(如变低)。加上负载或增大负载会使输出电压(Vout)降到低于参考电压，因而比较器10触发栅驱动器而接通上部开关器件30。因转换器为异步，故栅驱动控制信号不等候同步时钟，与大多数固定频率PWM控制法一样。这类脉动电压稳压器的主要问题包括大的脉动电压、DC电压精度和开关频率。由于滞后比较器10直接设置脉动电压Vout的幅值，故应用较小的滞后Δ会降低功率转换效率，因为开关频率随滞后减小而增高。为控制与脉动波形有关的DC输出电压，可调节输出脉动电压(图2所示的输出)的峰71与谷72。对图示的三角波形，输出电压的DC值是PWM占空因数的函数。在通过电感器50的电流变得不连续时，输出电压波形也在轻负载时变化，在其间产生相对短的“尖峰”是较长周期的低电压，如图2中的DISCON波形所示。因该脉动电压波形随输入线路和负载条件而变化，故很难保持严密的DC调节。此外，电容器技术的改进会改变脉动波形。具体而言，陶瓷电容器技术的目前水平，能使陶瓷电容器的等效串联电阻即ESR(对图2的输出电压波形产生逐段线性或三角形的波形)减至极低值。但在极低ESR值下，输出电压的脉动形状从三角形变为非线性形(如抛物线与正弦)，使输出电压过冲滞后阈值，造成更高的峰间脉动。因此，原来要降低DC-DC转换器的输出电压脉动的改进，在应用于脉动电压稳压器时，其实增大了脉动。据’787申请揭示的专利技术，普通脉动电压稳压器包括上述在内的缺点，可用图3的合成脉动电压稳压器有效地克服。这种合成脉动电压稳压器产生一辅助电压波形，可有效地复制或反映通过输出电感器50的波形脉动电流，并用该辅助电压波形控制栓牢滞后比较器10。运用这一旨在脉动电压稳定的重建电流，导致输出脉动低而补偿简单。更具体地说，图3的合成脉动电压稳压器应用于跨导放大器110，其输出耦接脉动电压电容器120。跨导放大器110产生正比于电感器50两端电压的输出电流IRAMP，电感器50互连在上下MOSFET(栅驱动电路20对其产生各自的栅驱动21与22)共同的节点35与输出节点55之间。脉动电压电容器120把该输出电流斜波变换成具有期望波形的电感器电流代表性电压。根据电感器电流合成脉动波形的优点在于固有的前馈特性。对于阶跃输入电压变化，跨导放大器110产生的电流IRAMP将按比例改变，以修正功率开关器件的导电间隔。为此，跨导放大器110的第一非反相(+)输入端111耦接相位节点35，第二反相(-)输入端112耦接电感器50另一端的输出电压节点55，使跨导放大器110有效地“看见”电感器50两端的电压。输出电压节点55还耦接电容器120的第一端121和插在滞后比较器10上游的误差放大器130的反相(-)输入端141。误差放大器130用于提高DC稳压精度，提供高DC增益以减小脉动波形、各种偏差与其它误差造成的误差。误差放大器130的第二非反相(+)输入端132耦接成接收电压基准，其输出端133耦接滞后比较器10的非反相(+)输入端12。在图3配置中，误差放大器130的输出跟随负载电流。跨导放大器110的输出端113耦接电容器120的第二端子122和滞后比较器10的反相(-)输入端11。参照图4的一组波形时序图，可明白图3的合成脉动电压稳压器的工作原理。举一非限制性实例，把稳压器电压设定为基准值＝1VDC，滞后比较器10用滞后的±100mV断开。电感器50的电感量为1μH，输出电容为10μF。图4的线M1(在30μs时标处)代表输入电压从M1前的3.6VDC量级值到在M1处和以后的4.2VDC量级值的变化。上面波形501对应于脉动电压电容器120两端产生的脉动电压；中间波形502是通过电感器50的电流；下面波形503是节点55的输出电压。如t＝20μs和t＝50μs处各自的阶跨变化511/521和512/522所示，各个脉动与电感器电流波形501和502的相似性很清楚。如波形502所示，对3.6VDC的输入供电电压，转换器最初提供100mA量级的电感器电流。该电流不连续，开关频率的值相对稳定，为900KHz量级。在波形502的瞬间521(t＝20μs)，负载电流从100mA逐段(X10)增大到1A量级的值，开关频率增高到1.5MHz量级的频率。从输出电压波形503可见，在该瞬间出现的脉动量531相对小(量级仅为±3mV，比图1原有技术稳压器在负载电流＝100mA的断续操作期间的±100mV低得多，且再跌至±1.5mV)。在M1即t＝30μs时标处，输入电压从3.6VDC逐步提高至4.2VDC，开关频率提高至几乎为2.3MHz，但各波形501～503的电平仍保持稳定。因此，在t＝50μs处，电感器/负载电流波形501有一阶跃瞬变512，它从1A跌回100mA，但开关频率稳定为本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种用于多相ＤＣ－ＤＣ稳压器的多相合成脉动电压发生器，该稳压器包括多个开关电路，每个开关电路响应于对应的多个脉宽调制（ＰＷＭ）信号之一通过对应于多个输出电感器之一经对应的多个相节点之一切换输入电压，以在一输出节点产生输出电压，其特征在于，所述多相合成脉动电压发生器包括：主控时钟电路，用于产生频率基于误差电压和斜波电压的主控时钟信号，其中所述误差电压和所述斜波电压都由输出电压导出；序列逻辑，根据所述主控时钟信号以连续顺序触发多个ＰＷＭ信号的每一个；和多个 脉动发生器，每个发生器产生多个脉动电压中对应的一个，复制通过对应一个输出电感器的脉动电流，并根据与所述误差电压相比较的所述对应的脉动电压，使多个ＰＷＭ信号中对应的一个复位。
【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：MM瓦尔特斯，李学宁，TA约初姆，
申请(专利权)人：英特赛尔美国股份有限公司，
类型：发明
国别省市：US[美国]
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