一种开关电源中初级电感峰值电流的采样电路、开关电源制造技术

本发明专利技术提供一种开关电源中初级电感峰值电流的采样电路、开关电源，应用于包括至少两个次级绕组的变压器上，所述变压器的初级绕组与第一次级绕组、第二次级绕组的绕制方向均相反；所述初级绕组的输入端连接至输入电压，所述第一次级绕组连接至电压输出电路；所述开关电源中初级电感峰值电流的采样电路包括第一NMOS晶体管、电流采样电阻、第一分压电阻、第二分压电阻、驱动电路、电压放大器、放电时间检测电路和峰值采样保持补偿电路；所述峰值采样保持补偿电路包含峰值采样保持电路、斜率采样保持电路、峰值补偿电路和峰值电压保持电容放电电路。本发明专利技术的开关电源中初级电感峰值电流的采样电路能够准确采样开关关断时刻初级电感的峰值电流。

【技术实现步骤摘要】
一种开关电源中初级电感峰值电流的采样电路、开关电源
本专利技术涉及电子电路的
，特别是涉及一种开关电源中初级电感峰值电流的采样电路、开关电源。
技术介绍
开关电源具有非常广泛的应用，是电子设备的首选的供电电源方案。随着近年来半导体照明应用的快速增长，具有恒流输出特性的开关电源越来越多的被应用到照明灯具中。此外大部分充电器用开关电源也需要具有恒流输出特性。因此无论在半导体照明还是其他应用中，都需要对恒流模式下的输出电流精确控制。在所有开关电源拓扑结构中，反激式电源由于结构简单，成为中小功率离线式隔离电源的首选，广泛应用在半导体照明和移动充电设备中。采用初级侧反馈的反激式电源在省略次级反馈电路条件下即可实现输出电压、电流的调节，降低了系统复杂度并节省成本，为当前的主流方案。由于省略了次级反馈电路，输出电流无法直接采样，因此要实现输出电流精确控制，必须精确采样电流。只有实现精确电流采样才有可能实现输出电流的精确控制。反激式开关电源在恒流状态下工作在非连续电流模式(DiscontinuousConductionMode，DCM)或临界连续电流模式(criticalconductionmode，CRM)。工作在DCM反激式电源变压器的初级电流IPRI、次级电流ISEC和次级电压VFB的波形如图1所示。经过简单计算可以得出开关电源的输出电流的表达式如下：其中，ISECpk为次级绕组的峰值电流，TDIS为次级绕组放电时间，TS为开关周期。TDIS可通过反馈绕组电压检测，TS可直接获得，ISECpk不能直接检测，但可以通过检测变压器初级绕组电流间接检测。如果变压器初级/次级绕组比例为Nps，那么次级绕组峰值电流ISECpk和初级绕组峰值电流IPRIpk的关系为：ISECpk＝Nps*IPRIpk因此，输出电流表达式可重新写为：由以上公式可知，在变压器规格确定的条件下，可通过检测初级绕组峰值电流、次级放电时间和开关周期来实现输出电流的检测和控制。图2显示为现有技术中具有恒流输出功能的开关电源于一实施例中的结构示意图。在该电路中采用一个与MOSFET开关的源极连接的采样电阻203实现变压器201初级侧绕组电流检测。检测到的电压信号送往峰值采样电路211以得到峰值电压vcspk。变压器201的第3绕组接一个由204和205串联的分压电阻网络，分压电阻网络的中间接头被送往放电时间检测电路212以检测次级绕组的放电时间和开关周期比vcspk和被送到输出电流合成电路210合成代表输出电流的电压信号Io，Io被送到误差放大器206的反相输入端和一个固定的参考电压VREF比较，误差放大器207的输出接到开通时间调节电路208来调节开关的开通时间，开通时间调节电路208的输出接到一个驱动电路209来驱动外部MOSFET202以实现开关控制。其中，电容207为滤波电容。用Rs表示采样电阻203大小，IPRIpk代表变压器初级绕组电流峰值，送到峰值采样电路211的信号峰值电压为IPRIpk*Rs。理想情况下峰值采样电路211的输出电压为：vcspk＝IPRIpk*Rs输出电流合成电路210实现两个输入信号相乘运算，其输出电压为：在稳定状态下，误差放大器206的输出通过调节开通时间，实现Io和参考电压相等，即：因此，输出电流表达式可重新写为：VREF可精确设定，因此只要变压器201的初级/次级绕组比例Nps和采样电阻Rs203确定，输出电流即可精确设定。然而，以上仅是在理想情况下输出电流可精确控制。由于器件的非理想因素和电路结构的限制，使得输出电流合成电路210得到的Io不能完全准确反映输出电流，其中一重要因素为MOSFET开关的关断延迟Td。因此，在MOSFET开关关断后通过检测电阻202的峰值电流并不完全等于变压器初级绕组的峰值电流IPRIpk。更接近实际情况的MOSFET开关的驱动电压G、变压器初级绕组电流IPRI、MOSFET开关源极采样电阻上的电压CS以及变压器第三绕组的电压FB的波形如图3所示。在开MOSFET关断时，由于驱动电路209有限的驱动能力以及MOSFET开关的栅极与漏极之间寄生电容的存在，MOSFET开关的栅极驱动信号电压并非立即变为0，而是有一个短暂的平台即所谓的密勒平台。该平台的持续时间Td与驱动电路209的驱动电流大小和MOSFET开关参数以及输入电压Vbus的大小有关。在密勒平台持续期间，从变压器201初级绕组流出的电流部分经过驱动电路流出，部分从MOSFET开关的源极流经采样电组203。另外在Td持续期间，MOSFET开关的漏极电压仍然很低，所以变压器201初级电流仍近似按照关断之前的趋势增加，直到MOSFET开关完全关断后变压器初级绕组电流迅速减小到0。通过以上分析可知，变压器初级绕组电流峰值出现在密勒平台结束后MOSFET开关完全关断时刻。而在此之前由于驱动电路209的驱动电流会分走一部分MOSFET开关的漏极电流，MOSFET202源极流出的电流会减小，因而如图3所示，采样电阻203能够采样到的峰值电压信号CS与变压器初级侧绕组的峰值电压信号vcspk出现明显的差异ΔCS。如果输入电压为Vbus，变压器初级绕组电感为LPRI，那么从MOSFET开关开始关断到完全关断时间内变压器初级电流的变化量近似为：由上可知，对变压器初级绕组峰值电流的采样偏差随输入电压、初级绕组电感量以及驱动延迟时间变化而变化，这些因素的变化大大影响采样精度，从而最终影响输出电流的控制精度。为解决上述采样精度问题，现有的常用方法是在采样电压上叠加一个随输入电压增加而增加的补偿量ΔCS。ΔCS的设计大小等于ΔIPRI*Rs，那么采样电阻上的峰值电压信号可反映MOSFET开关完全关断时刻的峰值电流。在变压器初级电感量LPRI和驱动延迟时间Td固定的条件下，采样偏差随输入电压Vbus的增加而增加。因此，如果ΔCS设计得当，则可以完全补偿采样偏差，从而提高输出电流控制精度。然而，上述补偿方法虽然可使采样精度得到较好的补偿，但是其补偿量固定，适应范围窄。由于采样偏差随变压器初级电感量LPRI、驱动延迟Td和输入电压Vbus变化，因此当变压器初级电感量变化或者驱动延迟参数发生变化时补偿效果将会变差。而实际制造过程中变压器初级电感量LPRI、驱动芯片的驱动电流以及MOSFET开关参数不可避免的会发生一定范围的变化，包括补偿电路本身参数的变化，因而批量情况下补偿效果会出现明显差异。
技术实现思路
鉴于以上所述现有技术的缺点，本专利技术的目的在于提供一种开关电源中初级电感峰值电流的采样电路、开关电源，通过检测MOSFET开通期间初级电流采样信号变化斜率和驱动关断延迟时间实现峰值电流检测偏差的完全补偿，从而准确采样开关关断时刻初级电感的峰值电流，且不受驱动延迟时间、电感量、输入电压等参数变化影响。为实现上述目的及其他相关目的，本专利技术提供一种开关电源中初级电感峰值电流的采样电路，应用于包括至少两个次级绕组的变压器上，所述变压器的初级绕组与第一次级绕组、第二次级绕组的绕制方向均相反；所述初级绕组的输入端连接至输入电压，所述第一次级绕组连接至电压输出电路；所述开关电源中初级电感峰值电流的采样电路包括第一NMOS晶体管、电流采样电阻、第一分压电阻、第二本文档来自技高网...

【技术保护点】
1.一种开关电源中初级电感峰值电流的采样电路，其特征在于：应用于包括至少两个次级绕组的变压器上，所述变压器的初级绕组与第一次级绕组、第二次级绕组的绕制方向均相反；所述初级绕组的输入端连接至输入电压，所述第一次级绕组连接至电压输出电路；所述开关电源中初级电感峰值电流的采样电路包括第一NMOS晶体管、电流采样电阻、第一分压电阻、第二分压电阻、驱动电路、电压放大器、放电时间检测电路和峰值采样保持补偿电路；所述驱动电路的输入端接入一开关信号，输出端连接至所述第一NMOS晶体管的栅极，以通过所述开关信号的闭合和打开控制所述第一NMOS晶体管的导通和断开；所述NMOS晶体管的漏极连接至所述变压器的初级绕组的输出端；所述电流采样电阻的第一端连接至所述第一NMOS晶体管的源极，第二端接地；所述电压放大器的正负输入端分别连接至所述电流采样电阻的第一端和第二端，输出端连接至所述峰值采样保持补偿电路的第一输入端，以得到放大后的所述电流采样电阻上的采样电压；所述第一分压电阻和所述第二分压电阻串联连接后，一端连接至所述变压器的第二次级绕组的正输出端，另一端接地；所述第二次级绕组的负输出端接地；所述放电时间检测电路的输入端连接至所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的公共端，输出端连接至所述峰值采样保持补偿电路的第二输入端，用于检测所述变压器的第二次级绕组的放电时间，以生成与所述第一NMOS晶体管的关断状态对应的峰值电压补偿时间；所述峰值采样保持补偿电路包含峰值采样保持电路、斜率采样保持电路、峰值补偿电路和峰值电压保持电容放电电路；所述峰值采样保持电路与所述电压放大器的输出端相连，用于采样所述第一NMOS晶体管的关断时刻采样电压的峰值电压并保存至峰值电压保持电容中；所述斜率采样保持电路用于采样所述第一NMOS晶体管的关断时刻采样电压的上升斜率并保存至上升斜率保持电容中；所述峰值补偿电路与所述放电时间检测电路相连，用于在所述峰值电压补偿时间内，继续为所述峰值电压保持电容充电，以令所述峰值电压保持电容所保存的峰值电压按照所示上升斜率保持电容所保存的所示上升斜率继续增加，并得到补偿电压；所述峰值电压保持电容放电电路用于在开关信号的每个开关周期开关信号打开时对所述峰值电压保持电容进行放电。...

【技术特征摘要】
1.一种开关电源中初级电感峰值电流的采样电路，其特征在于：应用于包括至少两个次级绕组的变压器上，所述变压器的初级绕组与第一次级绕组、第二次级绕组的绕制方向均相反；所述初级绕组的输入端连接至输入电压，所述第一次级绕组连接至电压输出电路；所述开关电源中初级电感峰值电流的采样电路包括第一NMOS晶体管、电流采样电阻、第一分压电阻、第二分压电阻、驱动电路、电压放大器、放电时间检测电路和峰值采样保持补偿电路；所述驱动电路的输入端接入一开关信号，输出端连接至所述第一NMOS晶体管的栅极，以通过所述开关信号的闭合和打开控制所述第一NMOS晶体管的导通和断开；所述NMOS晶体管的漏极连接至所述变压器的初级绕组的输出端；所述电流采样电阻的第一端连接至所述第一NMOS晶体管的源极，第二端接地；所述电压放大器的正负输入端分别连接至所述电流采样电阻的第一端和第二端，输出端连接至所述峰值采样保持补偿电路的第一输入端，以得到放大后的所述电流采样电阻上的采样电压；所述第一分压电阻和所述第二分压电阻串联连接后，一端连接至所述变压器的第二次级绕组的正输出端，另一端接地；所述第二次级绕组的负输出端接地；所述放电时间检测电路的输入端连接至所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的公共端，输出端连接至所述峰值采样保持补偿电路的第二输入端，用于检测所述变压器的第二次级绕组的放电时间，以生成与所述第一NMOS晶体管的关断状态对应的峰值电压补偿时间；所述峰值采样保持补偿电路包含峰值采样保持电路、斜率采样保持电路、峰值补偿电路和峰值电压保持电容放电电路；所述峰值采样保持电路与所述电压放大器的输出端相连，用于采样所述第一NMOS晶体管的关断时刻采样电压的峰值电压并保存至峰值电压保持电容中；所述斜率采样保持电路用于采样所述第一NMOS晶体管的关断时刻采样电压的上升斜率并保存至上升斜率保持电容中；所述峰值补偿电路与所述放电时间检测电路相连，用于在所述峰值电压补偿时间内，继续为所述峰值电压保持电容充电，以令所述峰值电压保持电容所保存的峰值电压按照所示上升斜率保持电容所保存的所示上升斜率继续增加，并得到补偿电压；所述峰值电压保持电容放电电路用于在开关信号的每个开关周期开关信号打开时对所述峰值电压保持电容进行放电。2.根据权利要求1所述的开关电源中初级电感峰值电流的采样电路，其特征在于：所述峰值采样保持电路包括运算放大器、第一PMOS管和峰值电压保持电容；所述运算放大器的负输入端连接至所述电压放大器的输出端，正输入端连接至第一PMOS管的漏极和峰值电压保持电容的第一端，并作为所述峰值采样保持补偿电路的输出端输出补偿电压，输出端连接至第一PMOS管的栅极；第一PMOS管的源极与驱动电源相连；峰值电压保持电容的第二端接地。3.根据权利要求2所述的开关电源中初级电感峰值电流的采样电路，其特征在于：所述...

【专利技术属性】
技术研发人员：陈鸣，关彦青，帅应红，程爱群，
申请(专利权)人：上海三思电子工程有限公司，三思光电科技上海有限公司，上海三思科技发展有限公司，嘉善三思光电技术有限公司，
类型：发明
国别省市：上海,31