积分量化器电路、其操作方法和使用它的系统技术方案

公开了一种积分量化器电路、其操作方法及使用它的系统。利用delta‑sigma调制器(DSM)实现低功率高分辨率模数转换器(ADC)电路。DSM包括单比特自振荡数模转换器(SB‑DAC)以及可以代替常规DSM中找到的N比特量化器的双斜率积分量化器。由于反馈路径中的SB‑DAC直接闭合DSM环路，因此本公开的积分量化器在量化之后振荡。积分量化器电路包括在输入端处的开关和针对每个采样循环的两个阶段。在第一阶段期间，开关将输入模拟信号发送到积分器。在第二阶段期间，开关将来自自振荡SB‑DAC的输出的反馈信号发送到积分器。SB‑DAC的输入可以从时钟比较器输出。

【技术实现步骤摘要】
积分量化器电路、其操作方法和使用它的系统
本公开涉及模数转换器电路。
技术介绍
Delta-sigma调制器(DSM)是低功率高分辨率模数转换器(ADC)结构中的一种，DSM适用于高分辨率的低宽带到中带宽应用，例如AM或FM无线电频率。DSM(其也可以写作ΔΣ调制器)使用过采样和噪声整形两者来增强其信号量化噪声比(SQNR)。DSM通过由几个积分器组成的低通连续时间(CT)或离散时间(DT)环路滤波器来实现噪声整形。然后可以将这些积分器的输出馈送到诸如闪烁型ADC的多比特量化器。闪烁型ADC的输出是DSM输出和从调制器的输入中减去的反馈两者。该减法形成负反馈以稳定环路。然而，随着环路滤波器以及因此噪声整形的阶数增加，量化噪声的功率也将增加并且可以使环路饱和。为了增强稳定性和整体性能，闪烁型ADC中可能需要较大数量的后端量化电平。这可能意味着功耗和整体性能之间的折衷，因为增加闪烁型ADC中量化电平的数量不仅会增加闪烁型ADC本身的功耗，而且还会对环路滤波器元件即积分器的输出施加较大的电容负载。存在代替delta-sigma环路中的闪烁型ADC以避免这种折衷的几种技术。第一种技术可以包括使用时间和频率作为介质的基于压控振荡器(VCO)的量化器。这种基于VCO的结构可能能够实现高速和大量的量化电平，以及将噪声整形的阶数增加一个阶数。然而，基于VCO的结构可能具有一些缺点，包括来自信噪比加失真比(SNDR)的性能下降，增益变化和稳定性问题。第二种技术是用类似于经典双斜率积分量化器的改变的积分量化器来代替DSM中的闪烁型ADC。但改变的积分量化器在每个转换循环结束时将电荷残留存储在积分器中以用于下一转换，从而提供一阶噪声整形。另外，来自改变的积分量化器输出的脉冲宽度调制(PWM)信息可以用于扩展DSM的阶数。该第二种技术可以具有几种不同的方法。用这种类型的改变的积分量化器代替闪烁型ADC的第二种技术的第一种方法在二阶开关电容器(SC)DSM环路中使用DTSC双斜率积分量化器。DTSC方法在反馈环路中可能需要多比特数模转换器(MB-DAC)并且可能需要复杂的数字逻辑控制以获得所需的分辨率。第二种方法可以在CT中实现改变的双斜率积分量化器。以这种方式，DSM反馈环路可以使用单比特DAC(SB-DAC)来代替MB-DAC。对于该第二种方法，反馈环路中的SB-DAC的输入是由双斜率积分量化器生成的PWM信号。然而，由于电容器中的电压值必须在非固定时间期间被存储以用于下一采样周期，因此该方法可能会受到积分量化器电容器中的电流泄漏的影响。这种效应可能引入积分量化器的量化误差和过载两者。此外，该第二种方法的数字控制相当复杂。用双斜率积分量化器代替闪烁型ADC的第一种方法和第二种方法可能需要复杂的数字控制方案来确保积分量化器中的线性传递函数。
技术实现思路
总体上，本公开涉及利用delta-sigma调制器(DSM)实现的低功率高分辨率模数转换器(ADC)电路。DSM包括单比特自振荡反馈DAC和CT双斜率积分量化器，CT双斜率积分量化器将每个样本之后的量化误差保持为用于积分下一样本的起始点，而不是如在经典的双斜率积分量化器中那样从基线开始。只要本公开的积分量化器可以由于反馈路径中的自振荡单比特DAC而在进行量化之后进入振荡模式，则根据本公开的技术的积分量化器也不同于经典的积分量化器。本公开的积分量化器电路可以通过使用输入端处的开关和针对每个采样循环的至少两个阶段来实现该目的。在第一阶段期间，开关将输入模拟信号发送到积分量化器。在第二阶段期间，开关将来自自振荡SB-DAC的输出的反馈信号发送到积分器。自振荡SB-DAC的输入可以从时钟比较器被输出。一种方法，包括：在积分量化器电路的第一输入端处接收模拟信号；在积分量化器电路的第二输入端处接收时钟信号，其中时钟信号限定时钟周期；确定采样周期，其中，采样周期是时钟周期乘以N+M之和，其中，N和M是整数。响应于接收到阶段一开关控制信号，通过积分量化器电路针对M个时钟周期对模拟信号进行积分；以及响应于接收到阶段二开关控制信号，通过积分量化器电路针对N个时钟周期对反馈信号进行积分，其中，反馈信号包括自振荡数模转换器(DAC)的输出。一种积分量化器电路，包括：积分器；时钟比较器电路，其中，时钟比较器电路接收时钟输入和积分器输出信号；数模转换器(DAC)，其中，DAC从时钟比较器电路接收比特流信号；以及开关，其中：响应于阶段一开关控制信号，开关向积分器输出模拟输入信号；以及响应于阶段二开关控制信号，开关向积分器输出来自DAC的反馈信号。一种系统，包括：处理器，其中，处理器输出定时信号；传感器，其中，传感器输出模拟信号；以及积分量化器电路，其中，积分量化器电路在第一输入元件处接收来自传感器的模拟信号以及在第二输入元件处接收定时信号，积分量化器电路包括：积分器，其中，积分器输出积分器输出信号；时钟比较器电路，其中，时钟比较器电路接收定时信号和积分器输出信号；数模转换器(DAC)，其中，DAC从时钟比较器电路接收比特流信号；以及开关，其中：开关在第一开关输入端口处接收模拟信号，并且开关在第二开关输入端口处接收来自DAC的反馈信号，开关在第三开关输入端口处接收阶段一开关控制信号和阶段二开关控制信号，响应于阶段一开关控制信号，开关将模拟信号输出至积分器；以及响应于阶段二开关控制信号，开关将来自DAC的反馈信号输出至积分器。在附图和下面的描述中阐述了本公开的一个或更多个示例的细节。从说明书和附图以及权利要求书中，本公开的其它特征、目的和优点将是显而易见的。附图说明图1是示出根据本公开的一个或更多个技术的具有振荡的示例双斜率积分量化器电路的示意性框图；图2A是示出根据本公开的一个或更多个技术并且扩展到更高阶噪声整形的积分量化器的附加细节的框图；图2B是示出根据本公开的一个或更多个技术的包括环路滤波器和积分量化器电路的示例电路的示意性框图；图2C是示出用于使电容式MEMS传感器的输出数字化的本公开的技术的示例应用的概念性框图；图2D是表示为内插型调制器的积分量化器的示意性框图；图2E描绘了图2D的示例电路的频率响应的模拟；图3A是根据本公开的一个或更多个技术的添加了解码器单元的积分量化器的示意性框图；图3B是示出根据本公开的一个或更多个技术的积分量化器电路的操作的计时表；图3C是示出阶段II长于阶段I的积分量化器电路的操作的计时表；图4是示出根据本公开的一个或更多个技术的阶段I短于阶段II的积分量化器电路的示例操作的时序图；图5是示出根据本公开的一个或更多个技术的二阶积分量化器电路的一个可能的示例实现的示意图；图6是描绘根据本公开的一个或更多个技术的积分量化器的操作的流程图。具体实施方式本公开涉及用delta-sigma调制器(DSM)实现的低功率高分辨率模数转换器(ADC)电路。DSM包括单比特自振荡反馈DAC和CT双斜率积分量化器，CT双斜率积分量化器将每个样本之后的量化误差保持为用于积分下一样本的起始点，而不是如在经典的双斜率积分量化器中那样从基线开始。根据本公开的技术的积分量化器还通过由于反馈路径中的自振荡单比特DAC而在进行量化之后进入振荡模式而不同于经典的积分量化器。本公开的积分量化器电本文档来自技高网...

【技术保护点】
1.一种操作积分量化器电路的方法，包括：在所述积分量化器电路的第一输入端处接收模拟信号，其中，所述积分量化器电路包括连续时间CT双斜率积分量化器，所述CT双斜率积分量化器将第一样本之后的量化误差保持为对下一样本进行积分的起始点；在所述积分量化器电路的第二输入端处接收时钟信号，其中，所述时钟信号限定时钟周期；确定采样周期，其中，所述采样周期是所述时钟周期乘以N+M之和，其中，N和M是大于零的整数；响应于接收到阶段一开关控制信号，通过所述积分量化器电路针对M个时钟周期对所述模拟信号进行积分；以及响应于接收到阶段二开关控制信号，通过所述积分量化器电路针对N个时钟周期对反馈信号进行积分，其中，所述反馈信号包括自振荡数模转换器DAC的输出。

【技术特征摘要】
2016.12.22 US 15/389,2971.一种操作积分量化器电路的方法，包括：在所述积分量化器电路的第一输入端处接收模拟信号，其中，所述积分量化器电路包括连续时间CT双斜率积分量化器，所述CT双斜率积分量化器将第一样本之后的量化误差保持为对下一样本进行积分的起始点；在所述积分量化器电路的第二输入端处接收时钟信号，其中，所述时钟信号限定时钟周期；确定采样周期，其中，所述采样周期是所述时钟周期乘以N+M之和，其中，N和M是大于零的整数；响应于接收到阶段一开关控制信号，通过所述积分量化器电路针对M个时钟周期对所述模拟信号进行积分；以及响应于接收到阶段二开关控制信号，通过所述积分量化器电路针对N个时钟周期对反馈信号进行积分，其中，所述反馈信号包括自振荡数模转换器DAC的输出。2.根据权利要求1所述的方法，其中，多个采样循环中的第一采样循环的积分最终值是所述多个采样循环中的下一采样循环的积分初始值。3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述自振荡DAC的反馈输入包括比较器的反极性输出，以及其中，所述比较器是单比特时钟再生比较器，所述方法还包括：响应于接收到阶段一信号，通过所述比较器接收经积分的模拟信号；以及响应于接收到阶段二信号，通过所述比较器接收经积分的反馈信号。4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述自振荡DAC是单比特DAC，以及其中，来自所述自振荡DAC的反馈信号闭合delta-sigma调制器DSM的环路。5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述模拟信号是第一模拟信号，并且所述自振荡DAC是第一自振荡DAC，所述方法还包括：在所述积分量化器电路的第三输入端处接收第二模拟信号；对所述第二模拟信号和第二自振荡DAC的输出求和，其中，所述第二自振荡DAC：接收所述比较器的反极性输出，以及接收第二参考电压；以及对所述第二模拟输入和所述第二自振荡DAC的输出之和进行积分，其中，至所述比较器的经积分的模拟信号包括所述第二模拟输入和所述第二自振荡DAC的输出之和的积分。6.根据权利要求5所述的方法，其中，用于所述第一自振荡DAC的第一参考电压近似等于所述第二参考电压。7.根据权利要求1所述的方法，其中，N等于M。8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述模拟信号是电容式传感器的输出。9.根据权利要求1所述的方法，其中，所述积分量化器电路的部件确定所述采样周期。10.一种积分量化器电路，包括：积分器；时钟比较器电路，其中，所述时钟比较器电路接收时钟输入和积分器输出信号；数模转换器DAC，其中，所述DAC从所述时钟比较器电路接收比特流信号；以及开关，其中：响应于阶段一开关控制信号，所述开关向所述积分器输出模拟输入信号；以及响应于阶段二开关控制信号，所述开关向所述积分器输出来自所述DAC的反馈信号，并且其中，所述积分量化器电路包括连续时间CT双斜率积分量化器，所述CT双斜率积分量化器将第一样本之后的量化误差保持为对下一样本进行积分的起始点。11.根据权利要求10所述的积分量化器电路，其中，所述时钟比较器电路是单比特时钟再生比较器。12.根据权利要求10所述的积分量化器电路，其中，所述DAC是自振荡DAC。13.根据权利要求10所述的积分量化器电路，其中，来自所述DAC的反馈信号包括与来自所述时钟比较器电路的比特流信号相比具有负极性的信号，并且来自所述DAC的反馈信号闭合delta-sigma调制器DSM的环路。14.根据权利要求10所述的积分量化器电路，其中，所述开关接收所述阶段二开关控制信号的时长是所述开关接收所述阶段一开关控制信号的时长的两倍。15.根据权利要求10所述的积分量化器电路，其中，所述积分器是第一积分器，所述模拟输入信号是第一模拟输入信号，并且所述DAC是第一DAC，所述电路还包括：第二DAC，其中，所述第二DAC从所述时钟比较器电路接收所述比特流信号；第二积分器，其中，所述第二积分器：将所述第一模拟输入信号输出至所述开关，接收包括第二模拟输入信号和来自所述第二DAC的DAC输出信号之和的输入信号。16.根据权利要求10所述的积分量化器电路，其中，所述模拟输入信号是第一模拟输入信号，所述积分量化器电路还包括环路滤波器电路，其中，所述环路滤波器电路：将所述第一模拟输入信号输出至所述开关，接收第二模拟输入信号和来自所述DAC的DAC输出信号。17.一种使用积分量化器电路的系统，包括：处理器，其中，所述处理器输出定时信号；传感器，其中，所述传感器输出模拟信号；以及所述积分量化器电路，其中：所述积分量化器电路包括连续时间CT双斜率积分量化器，所述CT双斜率积分量化器将第一样本之后的量化误差保持为对下一样本进行积分的起始点，并且所述积分量化器电路在第一输入元件处接收来自所述传感器的模拟信号以及在第二输入元件处接收所述定时信号，所述积分量化器电路包括：积分器，其中，所述积分器输出积分器输出信号；时钟比较器电路，其中，所述时钟比较器电路接收所述定时信号和所述积分器输出信号；数模转换器DAC，其中，所述DAC从所述时钟比较器电路接收比特流信号；以及开关，其中：所述开关在第一开关输入端口处接收所述模拟信号，并且所述开关在第二开关输入端口处接收来自所述DAC的反馈信号，并且所述开关在第三开关输入端口处接收阶段一开关控制信号和阶段二开关控制信号，响应...

【专利技术属性】
技术研发人员：理查德·加吉尔，切萨雷·布法，弗朗西斯科·哈维尔·佩雷斯圣胡尔霍，恩里克·普雷法西，
申请(专利权)人：英飞凌科技股份有限公司，
类型：发明
国别省市：德国,DE